WO1991004605A1

WO1991004605A1 - Schaltnetzteil

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Publication number: WO1991004605A1
Application number: PCT/DE1990/000697
Authority: WO
Inventors: Karl Schwarz; Horst Bartussek; Helmut Rettenmaier
Original assignee: Siemens Nixdorf Informationssysteme Aktiengesellschaft
Priority date: 1989-09-12
Filing date: 1990-09-11
Publication date: 1991-04-04
Also published as: EP0491731B1; US5200886A; DE3930432A1; EP0491731A1; ES2049041T3; DE59004637D1

Abstract

Es soll insbesondere ein nach dem Sperrwandlerprinzip arbeitendes Schaltnetzteil so verbessert werden, daß es gegenüber vormals einen für die Bauteile schonenderen Verlauf während der Hochlaufphase aufweist. Zur Konstanthaltung der Regelspannung des Regelkreises (RK) des Schaltnetzteiles während der Hochlaufphase ist ein Differenzierkondensator (Cd) in einem Fall parallel zu einer Diodenschaltung (D1) und im anderen Fall zwischen die Kathodenanschlüsse zweier Diodenschaltungen (D1 und D2) angeschlossen. Die Konstanthaltung der Regelspannung bewirkt das gleichmaßige lineare Hochlaufen der Schaltnetzausgangsspannung (Ua), wodurch letztlich auch eine Belastungsreduzierung für verschiedene Bauelemente erzielt wird.

Description

Schaltnetzteil

Die Erfindung betrifft ein Schaltnetzteil gemäß dem Oberbegrif des Anspruchs 1.

Insbesondere bei Sperrwandlernetzteilen, die für die Hochlauf- phase nach einem Einschalten über kein eigenes Hilfsnetzteil für den im Schaltnetzteil angeordneten Regelkreis zu dessen Ve sorgung mit der notwendigen Versorgungs- und Regelspannung ver fügen, treten eine Reihe von Problemen auf, so beispielsweise dadurch, daß die Ausgangsspannung nicht linear ansteigt, daß die Hochlaufzeit der Ausgangsspannung so gut wie nicht bereche bar ist, und daß die Hochlaufkurve der Ausgangsspannung von de komplexen Lastwiderstand abhängt.

Da der Regelkreis erst nach der Hochlaufphase mit der vollen Versorgungs- und Regelspannung aus der Hilfswicklung versorgt wird, ist ein Kondensator für den Regelkreis notwendig, der die in dieser Phase vom Regelkreis zum Arbeiten und Starten des Re¬ gelvorganges benötigten Spannungen liefert. Zu Beginn der Hoch¬ laufphase muß dieser Kondensator soviel Energie aufnehmen kön- nen, daß während der Hochlaufphase die Versorgungsspannung am Regelkreis nicht unter den Wert fällt, bei dem der Regelkreis wegen Unterspannung zu arbeiten aufhört und den Hochlauf ab¬ bricht. Das Problem der genügend großen Energiespeicherung kann aber nicht ohne weiteres mit einem entsprechend großen Konden- sator gelöst werden, da sonst bei einem Kurzschluß am Ausgang des Schaltnetzteiles der Hochlaufversuch zu lange andauern wür¬ de, wodurch gegebenenfalls Bauelemente zu lange überlastet wür¬ den.

Ein anderes, mit der Größe dieses Kondensators zusammenhängen¬ des Problem ist die Verzögerungszeit, nach welcher der Regel- kreis beim Anlegen der Netzwechselspannung seinen ersten Regel¬ versuch ausführt . Diese wird durch die Kapazität des angespro¬ chenen Kondensators und den ihm zugeordneten Vorw^derstand be¬ stimmt . Je größer der be sagte Kondensator ist , desto länger dauert es , bis der Regelkreis erstmals zu regeln beginnt.

Da die Ausgangsspannung in der Hochlaufphase noch nicht ihren endgültigen Wert erreicht hat, stimmt in dieser Phase die Ener¬ giebilanz im Transformator noch nicht. Im Idealfall müßte nämlich die Energiebilanz wie folgt aussehen :

Ui * te = ü * Ua * ta

Ui * te ta = ( 1 ) ü * Ua T = te + ta ^: (2 )

Dabei bedeuten :

Ui - gleichgerichtete Schaltnetzteileingangsspannung Ua - Ausgangsspannung des Schaltnetzteils ü - Windungszahlübersetzungsverhältnis (Nprim/Nsec) te - Einschaltzeit des Schalttransistors ta - Ausschaltzeit des Schalttransistors T - Periodendauer

Ein durch den Regelkreis gesteuerter Schalttransistor schaltet deshalb j eweils auf einen im unterschiedlichen Maß teilaufmag- netisierten Transformator. Die Folge davon ist, daß der Kollek¬ torstrom des Schalttransistors immer weiter ansteigt und der Transformator immer noch mehr aufmagnetisiert wird , bis bei Er¬ reichen ei nes Maximalwertes der Kollektorstrom abgeschaltet wird . Es kann passieren , daß der Kollektorstrom kurz nach dem Einschalten des Schalttransistors seinen Maximalwert bereits erreicht hat und der Regelkreis diesen sofort wieder abschal- tet . Bei ungünstigen Schaltungstoleranzen , vor allem aber bei hohen Schaltfrequenzen und Verwendung von bipolaren Schalttran¬ sistoren mit relativ langen Speicherzeiten , kann es z u erhebli- 3 chen Überlastungen bei den Bauteilen kommen, da während der Speicherzeiten des Schalttransistors weiterhin Energie in den Transformator transportiert wird.

Wenn der komplexe Lastwiderstand am Ausgang des Schaltnetzteil sich so auswirkt, daß die Ausgangsspannung nicht genügend schnell ansteigt, kann auch das unter Umständen dazu führen, daß der Transformator bis in die Sättigung aufmagnetisiert wird, wodurch Bauteile zerstört werden können.

Von den eben beschriebenen Sachverhalten ist auch eine Aus¬ gangsdiode im Sekundärkreis des Schaltnetzteiles betroffen. Die Ausgangsdiode ist während der Sperrphase des Schaltnetzteils so lange leitend geschaltet, wie Energie im Transformator gespei- chert ist. Der Ausgangsdiodenstrom ist dabei umso größer, je mehr Energie im Transformator gespeichert ist. In der Hochlauf¬ phase ist zu Beginn der Leitphase des Schaltnetzteils der Aus¬ gangsdiodenstrom noch nicht auf Null zurückgegangen. Das bedeu¬ tet, daß die Ausgangsdiode von der Durchflußrichtung schlagar- tig in die Sperrichtung geschaltet wird, was zu einer zusätzli¬ chen Erwärmung des Bauteils führt. Vor allem bei Schaltnetztei¬ len mit hohen Ausgangsspannungen kann sich dieses Bauteil, wenn es nicht stark überdimensioniert ist, rasch so sehr erhitzen, daß es zerstört wird.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Schaltnetzteil der eingangs genannten Art mit einfachen Maßnahmen so zu verbessern, daß das Schaltnetzteil eine definierte und für die Bauteile schonendere Hochlaufphase aufweist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch das im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebene Merkmal gelöst. Es ist inso¬ fern eine einfache Maßnahme, weil nur ein zusätzliches Bauteil nötig ist, das auch noch nachträglich in die Schaltung einge- bracht werden kann. Mit Hilfe des Differenzierkondensators wird erreicht, daß der Regelkreis schon mit dem Beginn der Hochlauf- phase die benötigte Regelspannung erhält. Der Regelkreis steu¬ ert das Schaltnetzteil dann so, daß die am Spannungsteiler ab¬ fallende Spannung, die die Grundlage, für die Regelspannung und für die Versorgungsspannung des Regelkreises bildet, konstant gehalten wird. Das hat zur Folge, daß die Ausgangsspannung des Schaltnetzteiles gleichmäßig linear ansteigt. Die hohe Belast¬ ung der verschiedenen Bauteile entfällt, da nun die jeweils not¬ wendige Abmagnetisierungszeit ta für den Transformator zur Ver¬ fügung gestellt wird. Durch den gleichmäßigen Anstieg kann auch die Dauer des Hochlaufens besser bestimmt werden. Der während der Hochlaufphase die Versorgungs- und die Regelspannung für den Regelkreis liefernde Kondensator kann entfallen bzw. klein bleiben, weil seine Aufgabe vom Differenzierkondensator über¬ nommen wird. Vorteilhafterweise wird er für die Hochfrequenz- abblockung noch beibehalten.

Eine vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung ist Gegenstand des Unteranspruchs. Wegen der relativen Größe des Differenzier¬ kondensators ist es zweckmäßig, hierfür gepolte Elektrolytkon- densatoren zu verwenden.

Nachfolgend werden zwei Ausführungsbeispiele der Erfindung an¬ hand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

FIG 1 ein Prinzipschaltbild eines ersten Schaltnetzteiles gemäß der Erfindung,

FIG 2 ein Prinzipschaltbild eines zweiten Schaltnetzteils gemäß der Erfindung,

FIG 3 ein Spannungsdiagramm bezüglich der Schaltnetzteilaus- gangsspannung und der Regelspannung eines herkömmlichen Schaltnetzteiles während der Hochlaufphase und

FIG 4 ein Spannungsdiagramm bezüglich der Schaltnetzteilaus- gangsspannung und der Regelspannung eines Schaltnetztei¬ les gemäß FIG 1 oder 2 während der Hochlaufphase. Sowohl FIG 1 als auch FIG 2 zeigen einen prinzipiellen Schal¬ tungsaufbau eines nach dem Sperrwandlerprinzip arbeitenden Schaltnetzteiles. Die in den FIG 1 und 2 angegebenen Schalt¬ netzteile unterscheiden sich vom Stand der Technik durch einen zusätzlichen Differenzierkondensator Cd, dem jeweils zwei Dio¬ denschaltungen Dl und D2 zugeordnet sind. Beide Schaltnetzteil weisen einen Transformator Tr mit drei Wicklungen Wp, Wr und W auf. Die erste und zweite Wicklung Wp, Wr, sind dem Primärkrei und die dritte Wicklung Wa ist dem Sekundärkreis zugeordnet. Die zweite Wicklung Wr ist eine Hilfswicklung und liefert für einen Regelkreis Rk die Versorgungs- und Regelspannung. Die mi einem Punkt gekennzeichneten Enden der Wicklungen bilden die jeweiligen Wicklungseingänge mit jeweils gleichem Wicklungs¬ sinn. Der Transformator Tr ist ein Energiespeicher, der in den Leitphasen des Schaltnetzteiles Energie von der Primärseite aufnimmt und in den Sperrphasen des Schaltnetzteiles diese an die Sekundärseite wieder abgibt.

Auf der Primärseite des Transformators Tr sind jeweils eine Eingangsgleichrichterschaltung Gl und ein Eingangskondensator Ce vorgesehen. Der Eingangsgleichrichterschaltung Gl wird die Eingangswechselspannung AC zugeführt. Der Eingangskondensator Ce ist zwischen den gepolten Ausgangsklemmen der Eingangs¬ gleichrichterschaltung Gl angeordnet. Er glättet die von der Eingangsgleichrichterschaltung Gl gleichgerichtete Spannung. Gleichzeitig wirkt er als Spannungspuffer bei Amplitudenschwan¬ kungen der Eingangswechselspannung Ac.

Die gepolten Ausgänge der Eingangsgleichrichterschaltung Gl sind je mit einem der Wicklungseingänge der beiden ersten Wick¬ lungen Wp und Wr verbunden, wobei der positive Ausgang der Ein¬ gangsgleichrichterschaltung Gl mit dem Wicklungseingang der er¬ sten Wicklung Wp verbunden ist. Ferner ist zwischen diesen Aus¬ gängen je ein Reihen-RC-Glied, bestehend aus einem Vorwider- stand Rv und einem Kondensator C angeordnet, wobei der Vorwi¬ derstand Rv an den positiven Ausgang der Eingangsgleichrichter¬ schaltung Gl angeschlossen ist. Parallel zum Kondensator C sind eine Spannungsteilerschaltung, bestehend aus den zwei Einzelwi¬ derständen Rl und R2, und ein Regelkreis Rk vorgesehen. Der Ein¬ gang für _'die Versorgungsspannung Vcc des Regelkreises Rk ist da¬ bei mit dem Vorwiderstand Rv und dem ersten Widerstand Rl der Spannungsteilerschaltung verbunden, während der Regeleingang Re des Regelkreises Rk mit dem Mittelanschluß der Spannungsteiler¬ schaltung und ferner der Masseanschluß GND des Regelkreises Rk mit dem Sammelanschluß der Primärseite, der von dem negativen Ausgang der Eingangsgleichrichterschaltung Gl gebildet ist, verbunden sind.

Der Regelkreis Rk weist einen Ausgang OUT auf, der mit dem Ba¬ sisanschluß eines bipolaren npn-Schalttransistors T verbunden ist. Dieser Schalttransistor wird abhängig von einer am Regel- eingang RE des Regelkreises Rk anliegenden Regelspannung ange¬ steuert. Zwischen dem Ausgang OUT des Regelkreises Rk und dem Basisanschluß des Schalttransistors T können weitere Bauelemen¬ te angeordnet sein, was in dem betreffenden Leitungsabschnitt durch zwei schräg parallel verlaufende Striche angedeutet ist. Der Schalttransistor T ist mit seinem Kollektoranschluß mit dem Wicklungsausgang der ersten Wicklung Wp und mit seinem Emitter¬ anschluß mit dem oben definierten Sammelanschluß verbunden.

Der Wicklungsausgang der Hilfswicklung Wr ist bei dem Schalt- netzteil gemäß FIG 1 über zwei in Mitrichtung gepolte Dioden¬ schaltungen Dl und D2 und bei dem Schaltnetzteil gemäß FIG 2 nur über eine in Mitrichtung gepolte Diodenschaltung Dl mit dem Versorgungseingang Vcc des Regelkreises Rk verbunden. Darüber- hinaus ist ein Parallel-RC-Glied, bestehend aus einem nieder- ohmigen Widerstand R3 und einem in der Benennung diesem ange¬ paßten Kondensator C3, bei dem Schaltnetzteil gemäß der FIG 1 einerseits mit einem Anschluß zwischen den Diodenschaltungen Dl und D2 und andererseits mit dem Sammelanschluß des Primärkrei¬ ses verbunden.

Bei dem Schaltnetzteiϊ gemäß der FIG 2 ist die zweite Dioden¬ schaltung D2 bezüglich der Anodenanschlüsse parallel zur ersten 7 Diodenschaltung Dl geschaltet. Ferner ist das Parallel-RC-Glie anstelle des Anschlusses zwischen den beiden Diodenschaltungeπ mit dem Kathodenanschluß der zweiten Diodenschaltung D2 verbun den.

Auf der Sekundärseite des Transformators Tr ist eine Ausgangs¬ diodenschaltung Da und ein Ausgangskondensator Ca vorgesehen. Die Ausgangsdiodenschaltung Da ist mit dem Anodenanschluß mit dem Wicklungsausgang der dritten Wicklung Wa des Transformator Tr verbunden. Der Ausgangskondensator Da ist zwischen die Aus¬ gangsklemmen des Schaltnetzteiles geschaltet. Die Ausgangsdio¬ denschaltung Da erlaubt ein Laden des Ausgangskondensators Ca.

Nachfolgend wird die prinzipiell gleiche Arbeitsweise der bei- den Schaltnetzteile gemäß FIG 1 und FIG 2 näher erläutert:

Beim Anlegen einer Eingangswechselspannung AC an die Eingangs¬ anschlüsse der Eingangsgleichrichterschaltung Gl wird die Ein¬ gangswechselspannung AC mit Hilfe der Eingangsgleichrichter¬ schaltung Gl gleichgerichtet und die gleichgerichtete Spannung im Eingangskondensator Ce gespeichert. Am Eingangskondensator Ce liegt damit die Eingangsspannung Ui an. Die Eingangsspannung Ui liegt ferner an dem Reihen-RC-Glied, gebildet durch den Vor¬ widerstand Rv und dem Kondensator C, an. Der Kondensator C wird über den Vorwiderstand Rv aufgeladen, bis der Regelkreis Rk zu arbeiten beginnt. Mit dem Beginn der Arbeitsaufnahme des Regel¬ kreises Rk wird der Schalttransistor T mit einem Anfangstast¬ verhältnis periodisch eingeschaltet. Im eingeschalteten Zustand befindet sich das Schaltnetzteil in der sogenannten Leitphase und der Transformator nimmt Energie auf. Durch die entgegenge- setzten Wicklungssinne der einzelnen Wicklungen des Transfor¬ mators Tr wird jeweils in der Leitphase keine Energie an den Sekundärkreis und an den Regelkreis abgegeben. Die Energieüber¬ tragung an diese Kreise erfolgt jeweils in der Sperrphase des Schalttransistors T. Dann werden der Ausgangskondensator Ca und der im Parallel-RC-Glied angeordnete Kondensator C3 geladen.

Bis der Kondensator C3 auf einen Wert geladen ist, der das Wei- 0697

8 terarbeiten des Regelkreises Rk erlaubt , muß der Kondensator C die benötigte Energie liefern. Das heißt , der Kondensator C wird mit Beginn der Arbeitsaufnahme des Regelkreises Rk wieder entladen . Dieser Sachverhalt kann der FIG 3 , obere Kurve , ent- nommen werden. Diese Kurve gibt den qualitativen Spannungsver¬ lauf der Kondensatorspannung Uc des Kondensators C in der Hoch¬ laufphase wieder . Ist der Kondensator C3 des Parallel-RC-Gliedes genügend geladen , wird der Kondensator C entlastet und wieder nachgeladen. Dies macht sich i n der oberen Kurve durch einen Knick im Spannungsverlauf bemerkbar.

Im Vergleich dazu zeigt die untere Kurve der FIG 3 den quali¬ tativen Spannungsverlauf der Ausgangsspannung Ua am Ausgangs¬ kondensator Ca . Diese steigt parallel zum Ladevorgang des Kon- densators C entsprechend einem annähernd freien Regelverhalten des Regelkreises Rk unregelmäßig bis zu einem Endwert an . Kurz vorher i st der Kondensator C3 des Parallel-RC-Gliedes genügend geladen , weshalb der Spannungsverlauf der Kondensatorspannung Uc vor Erreichen des Höchstwertes der Ausgangsspannung Ua den Knickpunkt aufweist .

Zur Verbesserung des Hochlaufverhaltens der Ausgangsspannung Ua ist be i dem Schaltnetzteil nach FIG 1 über die Diodenschaltung Dl ein Differenzierkondensator Cd gelegt . Analog dazu ist bei dem Schaltnetzteil nach FIG 2 der Differenzierkondensator Cd zwischen den jeweiligen Kathodenanschlüssen der beiden Dioden¬ schaltungen Dl und D2 angeordnet . Der Differenzi erkondensator Cd wird zusammen mit dem Kondensator C über den Vorwiderstand Rv und dem niederoh igen Widerstand R3 geladen . In den Sperr- phasen des Schalttransistors T wird der Differenzierkondensator Cd entladen, wobei er einen differenziellen Stromanteil Icd zur Versorgungs- und Regelspannung am Versorungs- und am Regelein¬ gang Vcc und Re des Regelkreises Rk liefert. Das heißt , daß der Regelkreis bereits am Beginn der Hochlaufphase die Regelinfor- ation erhält. Damit bleibt die Regelinformation konstant. Die Folge davon ist, daß der Hochlauf der Ausgangsspannung Ua gleich mäßig linear ansteigend abläuft. Dieser Sachverhalt ist in der. FIG 4 durch die obere Spannungskurve, die die Kondensatorspan^¬ nung Uc wiedergibt, und. die untere Spannungskurve, die die Aus^¬ gangsspannung Ua angibt, qualitativ wiedergegeben.

Unter der Annahme idealer Diodenschaltungen Dl und D2 läßt sich der Sachverhalt wie folgt begründen:

Während der Hochlaufphase 0 t th gilt:

Uc = konstant = kl th ül )

Uc = fl(th) = ül * Ua(t) th (5)

Aus (A) und (5) folgt: t fl(t) = _n kl * dt

fl(t) = kl * t + k2

Aus Anfangsbedingung: k2 = 0 folgt:

fl(t) = kl * t (6)

Uc (7) kl = th

Uc * Cd (8) th =

Icd

Ui - Uc Uc

Icd = Is - + (9)

Rv Rl + R2 10

Aus (7), (8) und (9) folgt:

1 Ui - Uc Uc kl = — * (Is - + ) (10)

Cd Rv Rl + R2

Es gilt:

1 Ua(t) = — * kl * t O t th ül

1 Ua(t) = — * Uc t th (11) ül

In den vorstehenden Gleichungen bedeuten: th - Hochlaufzeit

Uc - Versorgungs- und Regelspannung kl - Konstante (Steigung der Ausgangsspannung Ua) fl(t) - Spannungsverlauf am Widerstand R3 Ua(t) - Spannungsverlauf der Ausgangsspannung Ua des Schalt¬ netzteils ül - Windungszahlübersetzungsverhältnis Wr/Wa

Cd - Kapazität des Differenzierkondensators Cd

Icd - Strom durch den Differenzierkondensators Cd Is - Eingangsstrom am Versorgungseingang Vcc

Iv - Reststrom des durch Rv fließenden Stroms, mit

Ui - Uc Uc Iv = +

Rv Rl + R2 Ui - gleichgerichtete Schaltnetzteileingangsspannung

Rv - Vorwiderstand

Rl, R2 - Spannungsteiler

Da der Differenzierkondensator Cd die Aufgabe des Kondensators C übernimmt, kann der Kondensator C entfallen bzw. für die Ab¬ blockung hochfrequenter Spannungsanteile klein werden. Da die Versorgungsspannung am Versorgungsspannungseingang Vcc des Re- gelkreises Rk konstant ist, kann der Differenzierkondensator Cd gegenüber dem vormals unbedingt notwendigen Kondensator C in FIG 1 bzw. FIG 2 erfahrungsgemäß um den Faktor 5 kleiner ge wählt werden. Die Betriebssicherheit wird erhöht. Das Schalt- netzteil läuft schneller hoch und schaltet bei Kurzschluß am Schaltnetzteilausgang schneller ab.

Das Schaltnetzteil gemäß FIG 2 weist gegenüber dem Schaltnetz¬ teil gemäß FIG 1 den Vorteil auf, daß der Differenzierkonden- sator Cd nicht umgepolt wird.

Claims

Patentansprüche

1. Schaltnetzteil mit einer, eine Versorgungs- und Regelspan¬ nung für einen Regelkreis lieferenden Hilfswicklung, deren eine Anschlußseite einerseits über wenigstens eine in Mitrichtung an¬ geordnete Diodenschaltung mit einem Versorgungseingang und über eine Spannungsteilerschaltung mit einem Regeleingang des Regel¬ kreises und andererseits über wenigstens eine in Mitrichtung angeordnete Diodenschaltung und ein nachfolgendes, ein nieder- ohmiges Widerstandsbauteil aufweisendes paralleles RC-Glied mit einem primärseitigen Sammelanschluß verbunden ist, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß ein Diffe¬ renzierkondensator (Cd) vorgesehen ist, dessen eine Anschluß¬ seite mit dem Kathodenanschluß derjenigen Diodenschaltung (z.B. Dl) verbunden ist, die dem Versorgungseingang (Vcc) des Regel¬ kreises" (Rk) nächstliegend zugeordnet ist, und dessen andere Anschlußseite mit dem Kathodenanschluß derjenigen Diodenschal¬ tung (z.B. D2) verbunden ist, deren Kathodenanschluß dem paral¬ lelen RC-Glied nächstliegend zugeordnet ist.

2. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der Diffe¬ renzierkondensator (Cd) gepolte Anschlußseiten aufweist, von denen die positiv gepolte Anschlußseite mit dem Kathodenan- schluß derjenigen Diodenschaltung (z.B. Dl) verbunden ist, die dem Versorgungseingang (Vcc) des Regelkreises (Rk) nächstliegend zugeordnet ist.