WO1998005168A1 - Synchronisierungsverfahren - Google Patents

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WO1998005168A1
WO1998005168A1 PCT/DE1997/001566 DE9701566W WO9805168A1 WO 1998005168 A1 WO1998005168 A1 WO 1998005168A1 DE 9701566 W DE9701566 W DE 9701566W WO 9805168 A1 WO9805168 A1 WO 9805168A1
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WO
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clock signal
data
frequency
station
data transmission
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Application number
PCT/DE1997/001566
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English (en)
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Inventor
Soeren Hein
Original Assignee
Siemens Aktiengesellschaft
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
    • H04N21/40—Client devices specifically adapted for the reception of or interaction with content, e.g. set-top-box [STB]; Operations thereof
    • H04N21/43—Processing of content or additional data, e.g. demultiplexing additional data from a digital video stream; Elementary client operations, e.g. monitoring of home network or synchronising decoder's clock; Client middleware
    • H04N21/4302—Content synchronisation processes, e.g. decoder synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
    • H04N21/20—Servers specifically adapted for the distribution of content, e.g. VOD servers; Operations thereof
    • H04N21/23—Processing of content or additional data; Elementary server operations; Server middleware
    • H04N21/242—Synchronization processes, e.g. processing of PCR [Program Clock References]

Definitions

  • the present invention relates to a method according to the preamble of claim 1, i.e. a method for synchronizing a clock signal to be generated in a data reception station with a clock signal used in a data transmission station, the synchronization taking place in each case by evaluating the value and the time of reception of time stamp data representing clock signal frequency-dependent counts, which the data reception station transmits from the data transmission station become.
  • the MPEG-2 standard is a compression and transmission standard designed especially for digital video data, which is expected to be or will be the most important standard of its kind in the coming years. It is already being used to a considerable extent in digital television sets, video recorders, etc.
  • a clock signal must be generated in the data reception station which is synchronized with a clock signal used in a data transmission station.
  • This changed procedure exists in the present, i.e. in the systems operating according to the MPEG-2 standard in that the data transmission station transmits from time to time certain time stamp data or so-called timestamps to the data reception station.
  • the structure of the data transmission station and data reception station to be provided for synchronization using time stamps, as well as the generation and evaluation of said time stamps in the data transmission station and the data reception station are described below using a practical example.
  • the clock signal to which to synchronize i.e. the clock signal used by the data transmission station (e.g. an encoder) is a clock signal, the frequency of which may be 27 MHz.
  • the permissible deviation from the specified target frequency amounts to ⁇ 810 Hz, the maximum permissible drift being set at 0.075 Hz / s. The values mentioned thus exactly meet the requirements set by the MPEG-2 standard.
  • a counter provided there (here a 42-bit counter) is driven by the clock signal of the data transmission station, the count of which per clock cycle is:. is increased.
  • the current count of the counter w: .rd is transmitted to the data receiving station (for example a decoder) at certain time intervals. These represent the count, which is dependent on the clock signal frequency
  • Data are the time stamp data or timestamps already mentioned above.
  • the time intervals in which such timestamps are transmitted are different; in the MPEG-2 standard they are a maximum of 100 ms (for the so-called transport stream) or a maximum of 700 ms (for the so-called program stream).
  • the data receiving station receives the timestamps, the point in time at which the last bit of the respectively transmitted timestamp is received counts as the reception time.
  • the count of the counter of the data transmission station represented by a respective timestamp is compared with the count of a counter provided in the data receiving station at the time of reception of the timestamp.
  • the counter of the data receiving station counts depending on the clock signal generated there (to be synchronized). More precisely, its count is increased by 1 per clock cycle of the clock signal generated in the data receiving station.
  • the counter of the data reception station can also be used, among other things, to determine defined reference times or to determine output or forwarding times prescribed by the data transmission station and relating to the reference times at which useful data (video and / or audio data) transmitted to the data reception station ) are to be output or passed on.
  • the synchronization is also influenced by runtime fluctuations or the so-called jitter phenomena during data transmission from the data transmission station to the data reception station, in particular when the timestamp transmission is affected.
  • the said runtime fluctuations or jitter phenomena are randomly varying fluctuations in the signal runtime. Its extent depends, among other things, on the transmission path (satellite, cable, ATM network, etc.) and can vary from a few nanoseconds to a few milliseconds.
  • FIG. 7 shows the transmission time-reception time assignment of time stamps sent from the data transmission station to the data reception station.
  • the ideal case ie if the properties of the transmission link relating to the running time of the timestamps were constant over time, there would be a linear relationship between the respective transmission times and the assigned reception times of the timestamps.
  • This ideal case is illustrated in FIG. 7 by a straight line labeled I.
  • the respective timestamps are received by the data reception device at times which deviate from the expected reception times or target reception times (specified by line I in FIG. 7); in most cases, the actual reception times are before or after the respective target reception times, the respective intervals between the actual reception times and the target reception times being able to vary as desired in terms of sign and amount.
  • the count to be compared to the count represented by the received timestamp is in fact the count of the counter of the data receiving station that it had at the time the timestamp was received.
  • FIG. 8 The structure of such a clock signal generator control is illustrated in FIG. 8.
  • the clock signal generator to be controlled i.e. the clock signal generator accommodated in the data receiving station, which generates the clock signal to be synchronized, is accommodated in a block designated by reference numeral 30 in FIG.
  • the clock signal generator is a voltage-controlled crystal oscillator (VCXO), the output signal A of which has a frequency which depends on an input control voltage CV.
  • VXO voltage-controlled crystal oscillator
  • a counter CNT is also accommodated, which counts depending on the clock signal generated by the crystal oscillator VCXO.
  • the count of the counter CNT is increased per clock cycle of the generated clock signal urr, 1.
  • the count of the counter CNT is fed to a difference-forming element 10, to which the counts represented by the respective timestamps (input signal E) are also fed, and in which after each receipt of a timestamp the difference between the counts assigned to one another is formed.
  • the output signal of the difference-forming element 10 is subjected to low-pass filtering in a low-pass filter 20 and from there is output as the control voltage CV to the clock signal generator.
  • the low-pass filtering serves to prevent sudden changes in the activation of the crystal oscillator VCXO, which can occur in particular when jitter phenomena occur; the low-pass filter 20 smoothes the difference signal obtained from the difference-forming unit 10, more precisely the same over time, and in this way ensures that the disruptive influence of the jitter phenomena is kept within limits.
  • the provision of said low-pass filter has the disadvantage that changes in the frequency of the clock signal of the data transmission station may only gradually or not at all affect the frequency of the clock signal of the data reception station to be synchronized.
  • changes in the frequency of the clock signal of the data transmission station may only gradually or not at all affect the frequency of the clock signal of the data reception station to be synchronized.
  • after the data receiving station is switched on or reset it takes a relatively long time for it to run synchronously with the data sending station.
  • the present invention is therefore based on the object of developing the method in accordance with the preamble of patent claim 1 in such a way that, on the one hand, a reduction in jitter phenomena caused by the occurrence
  • Synchronization disturbances on the other hand, however, an exact and fast synchronization of the clock signal of the data receiving station with the clock signal of the data transmitting station is made possible.
  • the data receiving station at least partially taking into account the respectively current and the previously received time stamp data, one which characterizes the frequency of the clock signal of the data transmission station
  • REPLACEMENT SHEET (RULE 2 ⁇ ) Size is estimated, and that a clock signal generator generating the clock signal to be synchronized is driven on the basis of the estimated value obtained in the process.
  • the method according to the invention does not immediately use the (optionally smoothed) difference profile between the respective current counts of the counters provided in the data transmitting station and in the data receiving station, but rather uses an estimated value characterizing a frequency to control the clock signal generator, which generates the clock signal to be synchronized.
  • the clock signal to be synchronized with i.e. the clock signal of the data transmission station changes at most very gradually during normal operation, so that the clock signal to be synchronized does not require a sudden change to maintain the synchronization.
  • the system under consideration can switch to a synchronization state very quickly (suddenly) after switching on or resetting, contrary to its other behavior.
  • a synchronization state very quickly (suddenly) after switching on or resetting, contrary to its other behavior.
  • a method has therefore been found which makes it possible, on the one hand, to reduce the synchronization disturbances caused by the occurrence of jitter phenomena, and on the other hand, at the same time to achieve an exact and rapid synchronization of the clock signal of the data receiving station with the clock signal of the data transmission station.
  • the response time of the system to changes in the clock signal to be synchronized can be set or changed in an extremely simple manner by taking younger and older time stamp data into account to different extents. Taking into account e.g. younger timestamp data stronger than older timestamp data, the system reacts faster (less sluggishly) than if all timestamp data were taken into account to the same extent, for example.
  • FIG. 1 shows block diagrams of circuits for calculating auxiliary variables entered in the circuit according to FIG. 3,
  • FIG. 2 shows a block diagram of an auxiliary circuit used several times in the circuit according to FIG. 3,
  • FIG. 3 shows a block diagram of a circuit for estimating a frequency of the clock signal of the data transmission Station characterizing size according to a first embodiment of the invention
  • FIG. 4 shows a block diagram of a circuit for synchronizing a clock signal to be synchronized from the data receiving station, estimating a quantity characterizing the frequency of the clock signal from the data transmitting station, according to a second exemplary embodiment of the invention
  • FIG. 5 is a block diagram showing the internal structure of a block 550 used in the circuit according to FIG. 4.
  • FIG. 6 is a block diagram showing the internal structure of blocks 510 and 560 used in the circuit according to FIG. 4,
  • FIG. 7 is a graphical representation to illustrate the effect of jitter phenomena on the time stamp.
  • Figure 8 is a block diagram for explaining a known timestamp processing in the data receiving station.
  • the invention is described below on a system operating according to the MPEG-2 standard. However, this should not be understood as limiting the use of the invention in systems operating according to this standard. Rather, the invention can be used in general wherever there is a need to synchronize a clock signal with another clock signal.
  • the clock signal to be synchronized is in turn the clock signal used by a data transmission station; the clock to be synchronized to this clock signal signal is the clock signal generated in a data receiving station.
  • the clock signal to be synchronized is synchronized using timestamp data or timestamps which, as before, are interspersed between the user data to be transmitted, scattered from the data transmission station to the data receiving station, at certain time intervals which may be constant or vary in size.
  • timestamp data or timestamps which, as before, are interspersed between the user data to be transmitted, scattered from the data transmission station to the data receiving station, at certain time intervals which may be constant or vary in size.
  • the clock signal generator that is to be synchronized is controlled, however, using an estimated value that characterizes a frequency.
  • a suitable estimate is the frequency of the
  • this estimated value represents the (estimated) frequency of the clock signal of the data transmission station itself or - in particular if the target frequency of this clock signal is known - the (estimated) deviation of the frequency of the clock signal of the data transmission station from its known target frequency.
  • Said estimate can - if necessary after converting it into a suitable control signal (control voltage, Control current, etc.) - can be used directly or indirectly to control the clock signal generator to generate the clock signal to be synchronized. Whether and to what extent this requires further processing of the estimated value depends primarily on the control signal expected by the clock signal generator. Irrespective of this, the estimate can of course be subjected to any modifications and / or further processing before it is used for clock signal generator control.
  • the said estimated value is formed in the data receiving station with at least partial consideration of the respectively current and the previously received time stamp data or timestamps. How and under what considerations can be carried out in detail is described in detail below using two exemplary embodiments.
  • FIGS. 1 to 3 A first exemplary embodiment of the method according to the invention will now be described with reference to FIGS. 1 to 3.
  • f c is the target frequency (in the exemplary embodiment under consideration 27 MHz) of the clock signal of the data transmission station
  • Data transmission station has the count value c n sent as a timestamp
  • tjit ⁇ r.n represents the extent of the runtime fluctuation of the nth time stamp caused by the jitter phenomenon on its way from the data transmission station to the data reception station.
  • c n and t n are known in the data receiving station, since they correspond to the respective content and the respective reception time of the nth time stamp; the target frequency f c is also known in the present exemplary embodiment in the data receiving station (for example on the basis of a corresponding presetting).
  • the values for c 0 and ⁇ f are unknown in the data receiving station and are therefore, as will be described in more detail, determined by an estimate in the data receiving station.
  • the estimated value for ⁇ f is a variable which characterizes the frequency of this clock signal and, as has already been indicated above, can therefore be used indirectly or directly to control the clock signal generator of the data receiving station ( to regulate the Frequency of the clock signal to be synchronized) are used.
  • the sum of the known frequency f c and the estimated frequency ⁇ f can also be used to control the clock signal generator.
  • the estimated value for co is required on the one hand in order to be able to determine whether and, if necessary, by how much the counts c n represented by the timestamps deviate from the counts that can be calculated using the said estimated values for c 0 and ⁇ f according to equation (ld) . This will be explained in more detail later.
  • the estimated values for c 0 also make it possible, directly or indirectly (via the possibility thus created for calculating corrected counts c n , ie, freed from jitter phenomena influences), to precisely define (correct) the reference times already mentioned in the data receiving station and / or the exact determination of the time elapsed since a reference time. This is of great interest because it can be determined by the data transmission station that certain data are to be output or further processed by the data reception station exactly a predetermined time after said reference time.
  • the unknown values for c 0 and ⁇ f are estimated generally speaking by minimizing a sum of squares of values (errors) which characterize the differences between the ratios represented by time stamp data and the ratios calculated using the estimated values in the data transmission station .
  • the values characterizing the said differences are counting differences here, which result from a comparison of the counting represented by the time stamp data. and the count values calculated using the estimated values according to equation (ld).
  • ⁇ f N is the value for ⁇ f estimated at the time of the Nth timestamp
  • N is the value for Co. and. Estimated at the time of the Nth timestamp
  • the estimated values ⁇ N and CO , N depend on N, that is to say the number of timestamps taken into account or which can be taken into account in the estimate.
  • N is to say the number of timestamps taken into account or which can be taken into account in the estimate.
  • the introduction of the exponential weighting factor ⁇ into equation (2) deserves special attention.
  • the weighting factor ⁇ determines the weighting with which the respective qua- third errors are included in the sum of the error squares to be minimized.
  • the value for ⁇ thus indirectly determines how quickly the system adjusts to current (actual or apparent) changes in conditions. If you want to switch off the influence of the jitter phenomenon on the synchronization, the system is preferably given a slow reaction to current changes in the conditions.
  • Such an inert reaction which can be set to 1 or somewhat less than 1 by setting ⁇ , eliminates the sudden changes in the clock signal to which synchronization is to be carried out, simulating the influence of the jitter phenomena; on the other hand, however, it does not affect the quality of the synchronization, because the clock signal to be synchronized, more precisely the frequency of interest in the first place, either does not change at all in "normal” operation or at most extremely slowly (at a maximum of 0.075 Hz / s with the MPEG-2 standard), so that no sudden adjustments in the synchronization are required.
  • the inertia set by ⁇ has no or at least a significantly reduced effect on the synchronization after switching on or resetting the system, because naturally there are no older conditions at these times, so that the synchronization is initially under Finally, current and only a few younger conditions are taken into account, which allows a sudden and therefore very fast synchronization at least at the beginning.
  • a targeted resetting of the system during "normal" operation or comparable other measures which have approximately the same effect make it possible for the abrupt adjustments to be permitted during "normal” operation if necessary.
  • ⁇ is chosen to be less than 1, the effect that is positive under certain circumstances can be achieved by taking current and younger conditions into account more than previous (older) conditions. In this case, it may also prove to be advantageous if ' ' n is additionally set so that a lower limit is not fallen below.
  • the calculation of the auxiliary variables defined in equations (3) to (7) can be relatively complex, because for each of the N timestamps to be taken into account, its respective content c n and its reception time t n must be available. This can, especially if N is chosen to be very large, require a relatively large amount of hardware due to the correspondingly high memory requirement, which is why in certain cases it may be preferable to define the auxiliary variables in accordance with equations (3) to (7) so that the Values for the time N + 1 can be calculated recursively based solely on the corresponding values at the time N and N + 1.
  • the size of the storage space to be provided is therefore independent of N and can be reduced to a minimum. Furthermore the auxiliary variables can be calculated much faster due to the considerable reduction in the amount of data to be calculated in each case.
  • TN + 1 T N + - 7T - • ⁇ N + l (13)
  • FIGS. 1 to 3 One possibility of circuitry implementation for calculating the estimated values according to equations (15) and (16) is illustrated in FIGS. 1 to 3.
  • FIG. 1 relates to the calculation of the auxiliary variables according to equations (5), (8) or (9), (10) or (11) and (12) or (13).
  • the auxiliary variables can be calculated according to equations (5) and (8) or (9) using a circuit whose block diagram is shown in FIG. 1A.
  • a signal processing circuit 110, a delay element 120 and an adder 130, which execute the equation (8) or (9) depending on the selected value for ⁇ , are required for this purpose, which are connected as shown and are supplied with signals .
  • the auxiliary variables can be calculated according to equations (10) or (11) by means of a circuit whose block diagram is shown in FIG. IB.
  • a signal processing circuit 210 and a delay element 220 which execute the equation (10) or (11), depending on the selected value for ⁇ , are required for this purpose, and are connected as shown and subjected to signals.
  • the auxiliary variables can be calculated according to equations (12) or (13) by means of a circuit whose block diagram is shown in FIG. IC.
  • a signal processing circuit 310 and a delay element 320 which execute the equation (12) or (13), depending on the selected value for ⁇ , are required for this purpose, which are connected as shown and subjected to signals.
  • auxiliary variables calculated for example, according to FIG. 1 and further input variables can be offset against one another using the auxiliary circuit shown in FIG. 2 and additional standard circuits in such a way that, as a result, the estimated values ⁇ f N and. Calculated according to equations (15) and (16) C O, N can be obtained.
  • Figure 3 the estimate is calculated using auxiliary circuits 410, 420 and 490 shown in FIG. 2, a subtractor 430, adders 450 and 480, multipliers 440 and 460 and a delay element 470, which are as in the figure shown interconnected and acted upon by signals.
  • the estimated values obtained in the described manner are outstandingly suitable for high-quality (if necessary, particularly fast and otherwise very accurate or fault-prone) synchronization of a clock signal to another clock signal and thereby leave relative simply to eliminate the disadvantages inherent in the known synchronization methods.
  • the estimated value characterizing the frequency of the clock signal of the data transmission station is determined in two steps, namely a calculation step and a subsequent filter step.
  • the (apparent) frequency (f raw ) of the clock signal of the Data transmission station calculated.
  • ⁇ dt the difference between the numbers of the counter of the data receiving station reached at the said reception times of the said timestamps
  • ⁇ fra - ⁇ ⁇ ⁇ fvcxo + - 27 MHz ⁇ 10 3)
  • Both fra according to equation (101) and ⁇ f raw according to equation (103) are fundamentally suitable for serving as the basis for controlling a clock signal generator that generates the clock signal to be synchronized. However, these quantities are still influenced by the jitter phenomenon, which is corrected by the filter step following the calculation step.
  • the filtering of the signals f ra w or ⁇ f raw calculated in the calculation step has the purpose of subsequently correcting them. More specifically, the filtering step is intended to correct (incorrect) calculations, which are based in particular on the fact that the received timestamps are exposed to the influence of jitter phenomena.
  • ⁇ f raw is the value to be subjected to the filtering.
  • X n is a filter coefficient or weighting factor of the adaptive filter relating to the nth timestamp
  • the filter coefficient ⁇ is equal to 1, the input signal and the output signal are identical, i.e. none Filtering. If the filter coefficient ⁇ is 0, the output signal is a constant regardless of the input signal ( ⁇ f f iit ⁇ r . N -i).
  • the filter coefficient used in the present exemplary embodiment is fixed over time (continuously decreasing). A good choice for the filter coefficient ⁇ is to determine it
  • n is small, ie after the system is switched on or reset, large filter coefficients are used, which means that the influence of the signal ( ⁇ f ra w) entered into the adaptive filter on the output signal ( ⁇ f ⁇ er) is relatively large that the synchronization, at least the initial rough synchronization of the clock signal to be synchronized, can proceed very quickly.
  • n that is, with the transition of the system to "normal" operation, the filter coefficients become smaller and smaller, and the system's reaction to actual or seemingly changed conditions in the data transmission station becomes weaker and slower.
  • a lower limit value for the filter coefficient ⁇ is set which must not be undercut.
  • the change in the filter coefficient can be limited in such a way that the influence of the variable ( ⁇ f raw ) calculated in the calculation step on the output signal ( ⁇ ffuter) of the adaptive filter does not fall below a certain minimum.
  • the output signal .DELTA.fmter generated in the filter step is suitable, as already mentioned above, for controlling a clock signal generator which generates the clock signal to be synchronized.
  • FIG. 1 A possible practical implementation of the described estimation of the conditions prevailing in the data transmission station and the synchronization of the clock signal to be synchronized which is based thereon is illustrated in FIG.
  • the clock signal generator which generates the clock signal to be synchronized, is accommodated in a clock signal generator block denoted by reference numeral 550.
  • the internal structure of this block is illustrated in Figure 5.
  • the clock signal generator block 550 consists of a digital-to-analog converter 551, the clock signal generator in the form of a voltage-controlled crystal oscillator (VCXO) 552 and a counter 553.
  • VCXO voltage-controlled crystal oscillator
  • the digital / analog converter 551 generates from the digital input signal ⁇ fvcxo the analog quantity (voltage, current, etc.) required to control the crystal oscillator.
  • the digital / analog converter 551 is scaled or scalable in such a way that the frequency values which can be represented by the input signal ⁇ fvcxo (or the deviations from a target frequency represented thereby) are converted into those analog quantities which the clock signal generator for generating the get the desired frequency.
  • the crystal oscillator 552 responds to the input voltage in such a way that the frequency of the clock signal generated by it depends on it.
  • the counter 552 is the counter of the data receiving station already mentioned several times. It is driven by the clock signal to be synchronized, which is generated by the crystal oscillator, in such a way that its count is increased by 1 per clock cycle of said clock signal.
  • the output signal of the counter is the signal dts (decoder time stamp) which represents the respective count, which has already been mentioned several times above.
  • the signal dts is differentiated according to time in a differentiating unit 560.
  • the differentiating unit 560 consists of a difference-forming element 561 and a delay element 562.
  • the output signal of the difference-forming element 561 which is also the output signal of the differentiating unit 560, is the difference between the current dts value and a previous one (delayed by the delay element 562) dts value. More specifically, this is the signal ⁇ dts, which has also been mentioned several times above.
  • the extent of the delay time caused by the delay element 562 is variable; it begins and ends with the receipt of a data station timestamp ets (encoder time stamp).
  • the signal generated by the differentiating unit 560 ⁇ dts is input to a frequency calculation unit 520 '.
  • the frequency calculation unit 520 is the signal ⁇ ets, which is already known from the preceding description.
  • This signal ⁇ ets is the output signal of a differentiation circuit 510 constructed as shown in FIG. 6, in which the difference between the counts of the counter of the data sendestation is formed, which are represented by the current timestamp and the previous timestamp.
  • control signal ⁇ fvcxo input into the clock signal generator block 550 is also input into the frequency calculation unit 520.
  • the control of the clock signal generator takes place via the detour of determining ⁇ fvcxo, that is to say the deviation which the clock signal to be generated should have from the known target frequency of the clock signal of the data transmission station.
  • the value of ⁇ fvcxo is namely relatively easy to determine and process on the one hand in the context of the activation of the clock signal generator to be carried out, but on the other hand it can be used multiple times due to its content which is very important for the synchronization, for example in the circuit shown in FIG.
  • the frequency calculation unit 520 is the unit in which the previously described calculation step is carried out. That is, it calculates the frequency ⁇ f raw using the input signals ⁇ dt ⁇ , ⁇ ets, ⁇ fvcxo and the target frequency of the clock signal of the data transmission station (27 MHz) that is known or has also been input, according to equation (103).
  • Said frequency ⁇ f raw is input into an adaptive filter 530, which is the adaptive filter for carrying out the filtering step, which has already been mentioned several times.
  • the signal ⁇ f raw input into the adaptive filter 530 is further processed there using the equations (104) and (105) to ⁇ f for ⁇ r .
  • This signal ⁇ ffii c ⁇ r which can deviate from the signal ⁇ f ⁇ iter previously calculated but possibly influenced by interference, is based on a generally very good estimate of the conditions prevailing in the data transmission station. It is more precisely a characteristic of the frequency of the clock signal of the data transmission station. size and is therefore very suitable as a basis for .control of the clock signal generator. Ie, ⁇ f £ iir. it could already be entered in block 550 containing the clock signal generator instead of ⁇ fvcxo.
  • ⁇ f diveter is first input into a count adjustment unit 540, in which this signal is converted into the signal ⁇ fvcxo which is ultimately the basis for the clock signal generator control.
  • the said implementation is intended to ensure that the counts ets and dts of the counters of the data transmission station and of the data reception station are identical or at least have a constant difference. This can be of considerable importance in particular because the count of the counter of the data receiving station can be used to determine defined reference times and / or to determine a time that has elapsed from the reference time.
  • a constant difference between the above-mentioned counts cannot be reliably achieved by synchronizing the clock signal of the data receiving station alone, because any synchronization, however short, leads to a change in the count difference, which is achieved by adjusting the frequency of the clock signal to be synchronized to the frequency of the clock signal of the data transmission station cannot be undone.
  • the count adjustment unit 540 modifies the input signal ⁇ f £ l ⁇ t er, which is input into it, optimized for the clock signal synchronization or in any case suitable, and based thereon generates the signal ⁇ fvcxo - which, as already mentioned above, is a measure of for the clock signal generator block 550 represents the desired deviation of the frequency of the clock signal generated by the clock signal generator 552 from the known target frequency of the clock signal of the data transmission station.
  • a signal ⁇ fvcxo is generated by the count adjustment unit, by which when the counts have a difference that deviates from the target difference, the clock signal generator is driven in such a way that the clock signal generated by it has a frequency that deviates from the frequency of the first clock signal until the counts have the desired difference.
  • T is an upper limit of the time interval between the reception times of two successive ets values
  • F is a constant such as the maximum possible (permissible) deviation of the frequency of the clock signal of the data transmission station from its target frequency
  • the count reading adjustment carried out in this way is advantageous in that, unlike, for example, when the count reading is overwritten, when the counting is stopped in the meantime or when the counting is temporarily interrupted, no count reading is omitted or can occur several times.
  • no count reading is omitted or can occur several times.
  • control values determined (estimated) in this way are also ideally suited for high-quality (if necessary, particularly fast and otherwise very accurate or fault-prone) synchronization of a clock signal to another clock signal, and thereby allow the disadvantages inherent in the known synchronization methods to be eliminated relatively easily.

Abstract

Es wird ein Verfahren zum Synchronisieren eines in einer Datenempfangsstation zu generierenden Taktsignals mit einem in einer Datensendestation verwendeten Taktsignal beschrieben, wobei die Synchronisierung jeweils unter Auswertung des Wertes und des Zeitpunktes des Empfangs von Taktsignal-frequenzabhängige Zählstände repräsentierende Zeitmarken-Daten erfolgt, welche der Datenempfangsstation von der Datensendestation übermittelt werden. Das beschriebene Verfahren zeichnet sich dadurch aus, daß in der Datenempfangsstation unter zumindest teilweiser Berücksichtigung der jeweils aktuellen und der zuvor empfangenen Zeitmarken-Daten eine die Frequenz des Taktsignals der Datensendestation charakterisierende Größe geschätzt wird, und daß ein das zu synchronisierende Taktsignal erzeugender Taktsignalgenerator basierend auf dem dabei erhaltenen Schätzwert angesteuert wird.

Description

Beschreibung
SYNCHRONISIERUNGSVERFAHREN
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1, d.h. ein Verfahren zum Synchronisieren eines in einer Datenempfangsstation zu gene- rierenden Taktsignals mit einem in einer Datensendestation verwendeten Taktsignal, wobei die Synchronisierung jeweils unter Auswertung des Wertes und des Zeitpunktes des Empfangs von taktsignalfreguenzabhängige Zählstände repräsentierenden Zeitmarken-Daten erfolgt, welche der Datenempfangsstation von der Datensendestation übermittelt werden.
Verfahren dieser Art werden hauptsächlich in digitalen Ober- tragungsSystemen eingesetzt. Ein praktisches Beispiel soll nachfolgend anhand eines nach dem MPEG-2-Standard arbeitenden Systems erläutert werden.
Der MPEG-2-Standard ist ein insbesondere für digitale Videodaten ausgelegter Komprimierungε- und Obertragungsstandard, von dem erwartet wird, daß er in den kommenden Jahren der be- deutendste Standard seiner Art sein bzw. werden wird. Er wird bereits jetzt in erheblichem Umfang in digitalen Fernsehgeräten, Videorecordern etc. eingesetzt.
Sollen in einem nach dem MPEG-2-Standard arbeitenden System von einer Datensendestation Daten zu einer Datenempfangsstation übertragen und dort weiterverarbeitet werden, so muß in der Datenempfangsstation ein Taktsignal generiert werden, das mit einem in einer Datensendestation verwendeten Takt- signal synchronisiert ist.
Im Gegensatz zu analogen Videosystemen, wo die Synchronisierung von Datenempfangsstation und Datensendestation unter Verwendung von zusammen mit den Videodaten übertragenen TV- Synchronisationssignalen durchgeführt werden konnte, erfordern digitale Systeme mangels Notwendigkeit der Übertragung der bekannten TV-Synchronisationssignale eine veränderte Vor- gehensweise.
Diese veränderte Vorgehensweise besteht bei den vorliegend betrachteten, d.h. bei den nach dem MPEG-2 -Standard arbeitenden Systemen darin, daß die Datensendestation von Zeit zu Zeit bestimmte Zeitmarken-Daten bzw. sogenannte Timestamps an die Datenempfangsstation übermittelt.
Der zur Synchronisierung unter Verwendung von Timestamps vorzusehende Aufbau von Datensendestation und Datenempfangs- Station sowie die Generierung und die Auswertung der besagten Timestamps in der Datensendestation bzw. der Dateneϊmpfangs- station werden nachfolgend anhand eines praktischen Beispiels beschrieben.
Das Taktsignal, auf welches synchronisiert werden εsoll, d.h. das von der Datensendestation (z.B. einem Codierer) verwendete Taktsignal sei ein Taktsignal, dessen Frequenz 27 MHz betragen möge. Die zulässige Abweichung von der genannten Sollfrequenz belaufe sich auf ±810 Hz, wobei der maximal zulässige Drift auf 0,075 Hz/s festgelegt sei. Die genannten Werte erfüllen damit exakt die durch den MPEG-2 -Standard gemachten Vorgaben .
Durch das besagte Taktsignal der Datensendestation wird ein dort vorgesehener Zähler (hier ein 42-Bit-Zähler) angesteuert, wobei dessen Zählstand pro Taktzyklus um :. erhöht wird. Der jeweils aktuelle Zählstand des Zählers w:.rd in gewissen zeitlichen Abständen zur Datenempfangsstation (beispielsweise einem Decodierer) übertragen. Diese, den taktsignalfrequenzabhängigen Zählstand repräsentierenden
Daten sind die vorstehend bereits erwähnten Zeitmarken-Daten bzw. Timestamps. Die zeitlichen Abstände, in denen solche Timestamps übertragen werden, sind unterschiedlich; sie betragen beim MPEG-2- Standard maximal 100 ms (beim sogenannten Transport Stream) bzw. maximal 700 ms (beim sogenannten Program Stream) .
Die Datenempfangsstation empfängt die Timestamps, wobei als Empfangszeitpunkt jeweils derjenige Zeitpunkt zählt, zu dem das letzte Bit des jeweils übertragenen Timestamps empfangen wird.
In der Datenempfangsstation wird der durch einen jeweiligen Timestamp repräsentierte Zählstand des Zählers der Datensendestation mit dem zum Empfangszeitpunkt des Timestamps erreichten Zählstand eines in der Datenempfangsstation vorgesehenen Zählers verglichen.
Der Zähler der Datenempfangsstation zählt in Abhängigkeit von dem dort generierten (zu synchronisierenden) Taktsignal. Ge- nauer gesagt wird dessen Zählstand pro Taktzyklus des in der Datenempfangsstation generierten Taktsignals um 1 erhöht.
Wenn und so lange sich bei der Gegenüberstellung der genannten Zählstände ergibt, daß diese gleich sind oder eine gleichbleibende Differenz aufweisen, kann davon ausgegangen werden, daß das Taktsignal der Datenempfangsstation und das Taktsignal der Datensendestation gleichfrequent bzw. synchron sind. Andernfalls, also wenn die Zählstandsdifferenz variiert und damit auf eine ungenaue oder fehlerhafte Synchronisierung hindeutet, wird ein das zu synchronisierende Taktsignal erzeugender Taktsignalgenerator der Datenempfangsstation nachgeregelt, um die Synchronisation möglichst schnell wiederherzustellen.
Die Kenntnis bzw. Verfolgung der besagten Differenz zwischen den genannten Zählständen ist im übrigen nicht nur für die Taktsignal -Synchronisierung von Bedeutung, denn der Zählstand des Zählers der Datenemp angsstation kann unter anderem auch zur Festlegung von definierten Bezugszeitpunkten bzw. zur Ermittlung von durch die Datensendestation vorgeschriebenen, auf die Bezugszeitpunkte bezogenen Ausgabe- bzw. Weitergabe - Zeitpunkten dienen, zu welchen der Datenempfangsstation übermittelte Nutzdaten (Video- und/oder Audiodaten) aus- bzw. weiterzugeben sind.
Treten bei den wiederholten Gegenüberstellungen der einander gegenüberzustellenden Zählstände Differenzen auf, die häufig und/oder erheblich schwanken, so kann zur Erzielung einer genaueren Synchronisierung vorgesehen werden, die zeitlichen Abstände zwischen den Taktsignalgenerator-Nachregelungen durch eine häufigere Timestamp-Ausgabe und -Auswertung zu verkürzen; die maximal möglichen Synchronisationsfehler lassen sich dadurch erheblich reduzieren.
Bekanntermaßen wird die Synchronisation aber auch durch LaufzeitSchwankungen bzw. die sogenannten Jitter-Phänomene bei der Datenübertragung von der Datensendestation zur Datenempfangsstation beeinflußt, und zwar insbesondere dann, wenn die Timestamp-Übertragung davon betroffen ist.
Die besagten LaufZeitschwankungen bzw. Jitter-Phänomene sind zufällig variierende Schwankungen der Signallaufzeit. Ihr Ausmaß hängt unter anderem von der Übertragungsstrecke (Satellit, Kabel, ATM-Netzwerk etc.) ab und kann zwischen wenigen Nanosekunden bis hin zu einigen Millisekunden variieren.
Die beim Auftreten von Jitter-Phänomenen primär beobachtbaren Unregelmäßigkeiten sind in Figur 7 veranschaulicht.
Die Figur 7 zeigt die Sendezeitpunkt-Empfangszeitpunkt-Zuord- nung von von der Datensendestation zur Datenempfangsstation versandten Timestamps. Im Idealfall, d.h. wenn die die Laufzeit der Timestamps betreffenden Eigenschaften der Übertragungsstrecke zeitlich konstant wären, ergäbe sich ein linearer Zusammenhang zwischen den jeweiligen Sendezeiten und den zugeordneten Empfangszeiten der Timestamps. Dieser Idealfall ist in der Figur 7 durch eine mit I bezeichnete Gerade veranschaulicht .
Bedingt durch das Nicht -Vorliegen idealer Verhältnisse ergeben sich jedoch Abweichungen von dem durch die Gerade I re- präsentierten linearen Zusammenhang. Genauer gesagt werden die jeweiligen (in der Figur 7 durch Punkte dargestellten) Timestamps von der Datenempfangseinrichtung zu Zeitpunkten empfangen, die von den (in der Figur 7 durch die Gerade I vorgegebenen) erwarteten Empfangszeitpunkten bzw. Soll- Empfangszeitpunkten abweichen; die tatsächlichen Empfangszeitpunkte liegen in den meisten Fällen vor oder nach den jeweiligen Soll-Empfangszeitpunkten, wobei die jeweiligen Abstände zwischen den tatsächlichen Empfangszeitpunkten und den Soll -Empfangszeitpunkten nach Vorzeichen und Betrag be- liebig variieren können.
Diese Jitter-Phänomene beeinflussen die angestrebte Synchronisation, und zwar aufgrund der dadurch veränderten Auswahl der einander gegenüberzustellenden Zählstandswerte . Der dem durch den empfangenen Timestamp repräsentierten Zählstand gegenüberzustellende Zählstand ist nämlich gerade derjenige Zählstand des Zählers der Datenempfangsstation, den dieser zum Zeitpunkt des Empfangs des Timestamps innehatte . Mit der Schwankung der Übertragungszeit der Timestamps von der Daten- sendestation zur Datenempfangsstation schwankt also nicht nur der Empfangszeitpunkt der jeweiligen Timestamps, sondern auch der diesen gegenüberzustellende Zählstand.
Im Ergebnis kann dies dazu führen, daß die Jitter-Phänomene eine eine Fehlsynchronisation bewirkende Nachregelung des das zu synchronisierende Taktsignal generierenden Taktsignal - generators auslösen oder zumindest einen eine exakte Synchro- nisation verhindernden Einfluß auf die Nachregelung nehmen. Dies und ferner die Tatsache, daß sich dadurch Sprungartige Änderungen in der Frequenz des in der Empfangsstation generierten Taktsignals ergeben können, ist verständlicherweise ein Mangel, den es zu beseitigen gilt.
Dies kann beispielsweise durch Vorsehen eines Tiefpaßfilters bewerkstelligt werden, welcher die zur Ansteuerung des Takt- signalgenerators der Datenempfangsstation bestimmten Steuer- Signale vor deren Anlegen an den besagten Taktsignalgenerator einer Tiefpaßfilterung unterzieht .
Der Aufbau einer derartigen Taktsignalgeneratoransteuerung ist in Figur 8 veranschaulicht.
Der zu regelnde Taktsignalgenerator, d.h. der in der Datenempfangsstation untergebrachte Taktsignalgenerator, der das zu synchronisierende Taktsignal erzeugt, ist in einem in der Figur 8 mit dem Bezugszeichen 30 bezeichneten Block unter- gebracht. Der Taktsignalgenerator sei in diesem Fall ein spannungsgesteuerter Kristalloszillator (VCXO) , dessen Ausgangssignal A eine Frequenz aufweist, welche von einer eingegebenen Steuerspannung CV abhängt .
Im Block 30 ist ferner ein Zähler CNT untergebracht, welcher in Abhängigkeit vom durch den Kristalloszillator VCXO generierten Taktsignal zählt. Der Zählstand des Zählers CNT wird dabei pro Taktsyklus des generierten Taktsignals urr, 1 erhöht.
Der Zählstand des Zählers CNT wird einem Differenzbildungsglied 10 zugeführt, welchem auch die durch die jeweiligen Timestamps repräsentierten Zählstände (Eingangssignal E) zugeführt werden, und in welchem jeweils nach dem Empfang eines Timestamps die Differenz zwischen den einander definitions- gemäß zugeordneten Zählständen gebildet wird. Das Ausgangssignal des Differenzbildungsgliedes 10 wird in einem Tiefpaßfilter 20 einer Tiefpaßfilterung unterzogen und von dort als die Steuerspannung CV an den Taktsignalgenerator ausgegeben. Die Tiefpaßfilterung dient dazu, sprunghaft ver- änderte Ansteuerungen des Kristalloszillators VCXO, die insbesondere beim Auftreten von Jitter-Phänomenen vorkommen können, zu verhindern; der Tiefpaßfilter 20 glättet das aus der Differenzbildungseinheit 10 erhaltene Differenzsignal, genauer gesagt den zeitlichen Verlauf desselben und sorgt auf diese Weise dafür, daß der störende Einfluß der Jitter- Phäno ene in Grenzen gehalten wird.
Das Vorsehen des besagten Tiefpaßfilters hat andererseits jedoch den Nachteil, daß Änderungen der Frequenz des Takt- Signals der Datensendestation sich unter Umständen nur allmählich oder überhaupt nicht auf die Frequenz des zu synchronisierenden TaktSignals der Datenempfangsstation auswirken. Darüber hinaus dauert es nach dem Einschalten oder Rücksetzen der Datenempfangsstation relativ lange, bis diese synchron mit der Datensendestation läuft.
Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, das Verfahren gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 derart weiterzubilden, daß einerseits eine Reduzierung von durch das Auftreten von Jitter-Phänomenen verursachten
Synchronisationsstörungen, andererseits aber gleichzeitig eine exakte und schnelle Synchronisierung des Taktsignals der Datenempfangsstation auf das Taktsignal der Datensendestation ermöglicht werden.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 beanspruchten Merkmale gelöst .
Demnach ist vorgesehen, daß in der Datenempfangsstation unter zumindest teilweiser Berücksichtigung der jeweils aktuellen und der zuvor empfangenen Zeitmarken-Daten eine die Frequenz des Taktsignals der Datensendestation charakterisierende
ERSATZBLATT (REGEL 2Θ) Größe geschätzt wird, und daß ein das zu synchronisierende Taktsignal erzeugender Taktsignalgenerator basierend auf dem dabei erhaltenen Schätzwert angesteuert wird.
Anders als bei herkömmlichen Synchronisierungsverfahren wird bei dem erfindungsgemäßen Verfahren also nicht unmittelbar der (gegebenenfalls geglättete) Differenzverlauf zwischen den jeweils aktuellen Zählständen der in der Datensendestation und in der Datenempfangsstation vorgesehenen Zähler, sondern ein eine Frequenz charakterisierender Schätzwert zur An- steuerung des Taktsignalgenerators verwendet, der das zu synchronisierende Taktsignal erzeugt.
Indem bei der besagten Schätzung nicht nur die jeweils ak- tuellen, sondern auch die zuvor empfangenen Zeitmarken-Daten bzw. Timestamps berücksichtigt werden, können abrupte Sprünge in der Ansteuerung des Taktsignalgenerators bei Bedarf leicht verhindert werden. Der Einfluß des Auftretens von Jitter- Phänomenen auf die Synchronisierung ist dadurch erheblich reduzierbar, und zwar ohne Einbußen in der Fähigkeit der
Anpaßbarkeit des zu synchronisierenden Signals an Veränderungen des Taktsignals, auf welches zu synchronisieren ist; das Taktsignal, auf das zu synchronisieren ist, d.h. das Taktsignal der Datensendestation verändert sich nämlich während des normalen Betriebes allenfalls sehr allmählich, so daß das zu synchronisierende Taktsignal zur Aufrechterhaltung der Synchronisation keiner sprungartigen Änderung bedarf .
Andererseits kann jedoch das betrachtete System nach dem Ein- schalten oder einem Rücksetzen entgegen dessen sonstigem Verhalten sehr schnell (sprungartig) in einen Synchronisationszustand gelangen. Anfangs, d.h. unmittelbar nach dem Einschalten oder Rücksetzen des Systems stehen nämlich zunächst überhaupt keine, und dann erst nur wenige zuvor erhaltene Zeitmarken-Daten zur Schätzwertermittlung zur Verfügung, so daß die im "normalen" Betrieb angestrebte und insbesondere auf der Berücksichtigung der zurückliegenden Verhältnisse be- ruhende träge Reaktion des Systems noch nicht oder nur eingeschränkt vorhanden ist .
Es wurde mithin ein Verfahren gefunden, welches es ermόg- licht, daß einerseits eine Reduzierung von durch das Auftreten von Jitter-Phänomenen verursachten Sychronisations- störungen, andererseits aber gleichzeitig eine exakte und schnelle Synchronisierung des Taktsignals der Datenempfangsstation auf das Taktsignal der Datensendestation erzielbar sind.
Darüber hinaus kann die Reaktionszeit des Systems auf Veränderungen des Taktsignals, auf welches synchronisiert werden soll, mittels einer unterschiedlich starken Berücksichtigung von jüngeren und älteren Zeitmarken-Daten auf äußerst einfache Art und Weise eingestellt bzw. verändert werden. Berücksichtigt man z.B. jüngere Zeitmarken-Daten stärker als ältere Zeitmarken-Daten, so reagiert das System schneller (weniger träge) als wenn alle Zeitmarken-Daten beispielsweise in dem gleichen Umfang berücksichtigt würden.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert . Es zeigen
Figur 1 Blockschaltbilder von Schaltungen zur Berechnung von in die Schaltung gemäß Figur 3 eingegebenen Hilfsvariablen,
Figur 2 ein Blockschaltbild einer in der Schaltung gemäß Figur 3 mehrfach verwendeten Hilfsschaltung,
Figur 3 ein Blockschaltbild einer Schaltung zur Schätzung einer die Frequenz des Taktsignals der Datensende- Station charakterisierenden Größe gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Figur 4 ein Blockschaltbild einer Schaltung zur Synchronisierung eines zu synchronisierenden Taktsignals der Datenempfangsstation unter Schätzung einer die Frequenz des Taktsignals der Datensendestation charakterisierenden Größe gemäß einem zweiten Ausführungs- beispiel der Erfindung,
Figur 5 ein Blockschaltbild, das den inneren Aufbau eines in der Schaltung gemäß Figur 4 verwendeten Blocks 550 zeigt,
Figur 6 ein Blockschaltbild, das den inneren Aufbau von in der Schaltung gemäß Figur 4 verwendeten Blöcken 510 und 560 zeigt,
Figur 7 eine graphische Darstellung zur Veranschaulichung der Auswirkung von Jitter-Phänomenen auf die Timestamp-
Übertragung(en) , und
Figur 8 ein Blockschaltbild zur Erläuterung einer bekannten Timestamp-Verarbeitung in der Datenempfangsstation.
Die Erfindung wird nachfolgend an einem nach dem MPEG-2-Standard arbeitenden System beschrieben. Allerdings möge dies nicht als Einschränkung des Einsatzes der Erfindung in nach diesem Standard arbeitenden Systemen verstanden werden. Die Erfindung ist vielmehr ganz allgemein überall dort einsetzbar, wo es gilt, ein Taktsignal mit einem anderen Taktsignal zu synchronisieren.
Das Taktsignal, auf welches synchronisiert werden soll, sei wiederum das von einer Datensendestation verwendete Takt- signal; das auf dieses Taktsignal zu synchronisierende Takt- signal sei das in einer Datenempfangsstation generierte Takt- signal .
Die Synchronisierung des zu synchronisierenden Taktsignals erfolgt unter Verwendung von Zeitmarken-Daten bzw. Timestamps, die wie bisher in gewissen zeitlichen Abständen, die gleichbleibend oder variierend groß sein können, zwischen die zu übertragenden Nutzdaten eingestreut von der Datensendestation zur Datenempfangsstation übertragen werden. Insoweit besteht zwischen den bekannten Synchronisierungsverfahren und dem vorliegend beschriebenen erfindungsgemäßen Synchronisierungsverfahren kein Unterschied. Bezüglich weiterer Einzelheiten, insbesondere Einzelheiten zur Timestamp-Generierung und zur Timestamp-Übertragung kann daher auf die einleitend gemachten Ausführungen und die Definition des MPEG-2-Stan- dards (beispielsweise in den ISO/IEC-Normen) verwiesen werden.
Anders als bei der in der Figur 8 gezeigten bekannten Takt- signalgeneratoransteuerung wird der das zu synchronisierende Taktsignal generierende Taktsignalgenarator jedoch unter Verwendung eines eine Frequenz charakterisierenden Schätzwertes angesteuert .
Ein geeigneter Schätzwert ist hierbei ein die Frequenz des
Taktsignals der Datensendestation charakterisierender Schätzwert.
In den beschriebenen Ausführungsbeispielen repräsentiert die- ser Schätzwert die (geschätzte) Frequenz des Taktsignals der Datensendestation selbst oder - insbesondere sofern die Soll- frequenz dieses Taktsignals bekannt ist - die (geschätzte) Abweichung der Frequenz des Taktsignals der Datensendestation von dessen bekannter Sollfrequenz.
Der besagte Schätzwert kann - gegebenenfalls nach Umsetzung desselben in ein geeignetes Steuersignal (SteuerSpannung, Steuerstrom etc.) - mittelbar oder unmittelbar zur Ansteue- rung des das zu synchronisierende Taktsignal generierenden Taktsignalgeneratorε verwendet werden. Ob und inwieweit es hierzu einer weiteren Verarbeitung des Schätzwertes bedarf, richtet sich in erster Linie nach dem vom Taktsignalgenerator erwarteten Steuersignal. Unabhängig davon kann der Schätzwert jedoch selbstverständlich beliebigen Modifikationen und/oder Weiterverarbeitungen vor dessen Verwendung zur Taktsignal- generator-Ansteuerung unterworfen werden.
Die Bildung des besagten Schätzwertes erfolgt in der Datenempfangsstation unter zumindest teilweiser Berücksichtigung der jeweils aktuellen und der zuvor empfangenen Zeitmarken- Daten bzw. Timestamps. Wie und unter welchen Überlegungen hierbei im einzelnen vorgegangen werden kann, wird nachfolgend anhand zweier Ausführungsbeispiele detailliert beschrieben.
Es wird nun zunächst unter Bezugnahme auf die Figuren 1 bis 3 ein erstes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens beschrieben .
Ausgangspunkt der nachfolgenden Ausführungen ist ein Zeitpunkt t'o = 0, zu dem der Zähler der Datensendestation einen Anfangszählstand c0 aufweisen möge und ab dem von der Datensendestation in regelmäßigen oder variierenden zeitlichen Abständen fortlaufend die bereits erwähnten Timestamps ausgegeben werden, wobei sich der Zählstand cn, der durch einen n- ten Timestamp repräsentiert wird, als
Cn = C0 + (fc + Δf)-t,n , "≥l (la)
ausdrücken läßt, wobei
Co der bereits erwähnte Anfangs-Zählstand, fc die Sollfrequenz (im betrachteten Ausführungsbeispiel 27 MHz) des Taktsignals der Datensendestation,
Δf eine Abweichung der Frequenz des Taktsignals der Datensendestation von dessen Sollfreguenz, und
t'n der auf t'0 bezogene Zeitpunkt, zu dem der Zähler der
Datensendestation den als Timestamp versandten Zählwert cn aufweist,
sind.
Die von der Datensendestation zu den Zeitpunkten t'n ausgegebenen Timestamps, genauer gesagt das jeweils letzte Bit des- selben, werden in der Datenempfangsstation zu Zeitpunkten t„ empfangen, welche auf einen dem Zeitpunkt t'0 entsprechenden Zeitpunkt t0 bezogen sind.
Die auf t0 bezogenen Zeitpunkte tn entsprechen im Idealfall den auf t'0 bezogenen Zeitpunkten t'n. Dieser Idealfall liegt jedoch, wie eingangs bereits erläutert wurde, aufgrund des Auftretens von Jitter-Phänomenen häufig (meistens) nicht vor. In der Praxis gilt daher der Zusammenhang
trj = t'n + tjitter,n (lb)
wobei tjitβr.n das durch das Jitter-Phänomen verursachte Ausmaß der LaufzeitSchwankung des jeweils n-ten Timestamps auf dessen Weg von der Datensendestation zur Datenempfangsstation repräsentiert.
Die Gleichung da) läßt sich demnach also auch wie folgt schreiben :
Cn = CO + (f c + Δf)- (tn ~ t jitter j)) , n ≥ l ( lc ) Für große Werte von n ist der mit wachsenden Werten für n wachsende Wert für tn sehr viel größer als der zwar ebenfalls von n abhängige, aber nicht mit n wachsende Wert von t31tter.n; für sehr große n kann daher j tβr.n vernachlässigt werden, so daß die Gleichung (lc) mit hinreichender Genauigkeit als
Cn=C0+(fc + Δf)-tn , ü » 1 (ld)
schreibbar ist.
Durch das Weglassen von tjltcer in Gleichung (ld) ergibt sich trotz allem eine Differenz zwischen den durch die jeweiligen Timstamps repräsentierten Zählständen cn und den nach Gleichung (ld) berechneten Zählständen. Diese Differenzen sind jedoch wie jitter selbst dem Vorzeichen und dem Betrag nach schwankend, so daß die über einen längeren Zeitraum gebildete Summe der jeweiligen Differenzen gegen 0 geht; dieser Effekt wird insbesondere in der später erläuterten Gleichung (2) ausgenutzt .
Von den in der Gleichung (ld) verwendeten Größen sind in der Datenempfangsstation cn und tn bekannt, da sie dem jeweiligen Inhalt und dem jeweiligen EmpfangsZeitpunkt des n-ten Timestamps entsprechen; die Sollfrequenz fc sei im vorliegenden Ausführungsbeispiel in der Datenempfangsstation (z.B. aufgrund einer entsprechenden Voreinstellung) ebenfalls bekannt. Die Werte für c0 und Δf sind in der Datenempfangsstation unbekannt und werden daher, wie noch im einzelnen beschrieben werden wird, durch eine Schätzung in der Datenempfangsstation ermittelt.
Der Schätzwert für Δf ist bei bekannter Sollfrequenz fc des Taktsignals, auf welches zu synchronisieren ist, eine die Frequenz dieses Taktsignals charakterisierende Größe und kann, wie vorstehend bereits angedeutet wurde, aus diesem Grund mittelbar oder unmittelbar zur Ansteuerung des Takt- signalgenerators der Datenempfangsstation (zur Regelung der Frequenz des zu synchronisierenden Taktsignals) herangezogen werden. Alternativ kann hierfür jedoch auch die Summe aus der bekannten Frequenz fc und der geschätzten Frequenz Δf zur An- steuerung des Taktsignalgenerators verwendet werden.
Der Schätzwert für co wird einerseits benötigt, um ermitteln zu können, ob und gegebenenfalls um wieviel die durch die Timestamps repräsentierten Zählstände cn von den Zählständen abweichen, die unter Verwendung der besagten Schätzwerte für c0 und Δf nach Gleichung (ld) berechnet werden können. Dies wird später noch ausführlicher erläutert werden.
Die Schätzwerte für c0 ermöglichen aber andererseits auch direkt oder indirekt (über die dadurch geschaffene Möglich- keit der Berechnung von korrigierten, d.h. von Jitter-Phäno- men-Einflüssen befreiten Zählständen cn) die exakte Festlegung (Korrektur) der vorstehend bereits erwähnten Bezugszeitpunkte in der Datenempfangsstation und/oder die genaue Bestimmung der seit einem Bezugszeitpunkt verstrichenen Zeit. Dies ist von hohem Interesse, weil durch die Datensendestation bestimmt werden kann, daß bestimmte Daten von der Datenempfangsstation exakt eine vorbestimmte Zeit nach dem besagten Bezugszeitpunkt auszugeben bzw. weiterzuverarbeiten sind.
Die unbekannten Werte für c0 und Δf werden im vorliegenden Ausführungsbeispiel allgemein gesprochen unter Minimierung einer Summe von Quadraten von Werten (Fehlern) geschätzt, welche die Unterschiede zwischen den durch Zeitmarken-Daten repräsentierten Verhältnissen und den unter Verwendung der Schätzwerte errechneten Verhältnissen in der Datensendestation charakterisieren.
Die die besagten Unterschiede charakterisierenden Werte sind hier Zählstandsdifferenzen, die sich aus einer Gegenüberstellung der durch die Zeitmarken-Daten repräsentierten Zähl- stände und der unter Verwendung der Schätzwerte nach Gleichung (ld) errechneten Zählstände ergeben.
Es wird jedoch bereits an dieser Stelle darauf hingewiesen, daß dies nicht die einzige Möglichkeit ist, zu den besagten Schätzwerten zu gelangen.
Als zu minimierende Summe hat sich die Verwendung von
N ∑γN"n-(cn-(fc + ΔfN) tn-Cθ^) (2) n=l
als besonders vorteilhaft erwiesen, wobei
Cr, der durch den n-ten Timestamp repräsentierte Zählstand,
ΔfN der zum Zeitpunkt des N-ten Timestamps geschätzte Wert für Δf,
CO,N der zum Zeitpunkt des N-ten Timestamps geschätzte Wert für Co. und
γ ein Wichtungsfaktor zur individuellen Wichtung der einzelnen Summenelemente
sind.
Die geschätzten Werte Δ N und CO,N hängen von N, also der Anzahl der bei der Schätzung berücksichtigten bzw. berücksichtigbaren Timestamps ab. Je größer N ist, desto genauer ist in der Regel die Übereinstimmung der Schätzwerte mit den tatsächlichen Werten.
Eine besondere Beachtung verdient die Einführung des exponen- tiellen Wichtungsfaktors γ in Gleichung (2) . Der Wichtungs- faktor γ bestimmt, mit welcher Wichtung die jeweiligen qua- drierten Fehler in die zu minimierende Summe der Fehlerquadrate eingehen.
je kleiner der Wert für γ gewählt wird, desto (relativ) schwächer werden weiter zurückliegende (ältere) Verhältnisse gegenüber kürzer zurückliegenden (jüngeren und aktuellen) Verhältnissen berücksichtigt. Der Wert für γ bestimmt damit indirekt, wie schnell sich das System auf aktuelle (tatsächliche oder scheinbare) Veränderungen der Verhältnisse einstellt. Will man den Einfluß des Jitter-Phänomens auf die Synchronisierung ausschalten, verleiht man dem System vorzugsweise eine träge Reaktion auf aktuelle Veränderungen der Verhältnisse. Eine derartige träge Reaktion, die sich durch Festlegung von γ auf 1 oder etwas kleiner als 1 einstellen läßt, eliminiert den Sprungartige Veränderungen des Takt- signals, auf das synchronisiert werden soll, vortäuschenden Einfluß der Jitter-Phänomene; sie beeinträchtigt andererseits aber nicht die Qualität der Synchronisation, denn das Taktsignal, auf welches synchronisiert werden soll, genauer ge- sagt die in erster Linie interessierende Frequenz desselben ändert sich im "normalen" Betrieb entweder überhaupt nicht oder allenfalls äußerst langsam (maximal mit 0,075 Hz/s beim MPEG-2-Standard) , so daß keine sprungartigen Anpassungen in der Synchronisation erforderlich sind. Die durch γ einge- stellte Trägheit wirkt sich jedoch nicht oder jedenfalls in erheblich verringertem Umfang auf die Synchronisierung nach dem Einschalten oder dem Rücksetzen des Systems aus, denn zu diesen Zeiten liegen naturgemäß noch keine älteren Verhältnisse vor, so daß die Synchronisation anfangs unter aus- schließlicher Berücksichtigung von aktuellen und nur wenigen jüngeren Verhältnissen erfolgt, was zumindest zu Beginn ein sprungartiges und damit sehr schnelles Einsynchronisieren zuläßt. Ein gezieltes Rücksetzen des Systems während des "normalen" Betriebs oder vergleichbare andere in etwa gleich- wirkende Maßnahmen ermöglichen es, daß die besagten sprungartigen Anpassungen bei Bedarf auch während des "normalen" Betriebs zugelassen werden. Wählt man γ kleiner als 1, so kann dadurch der unt€jr Umständen positive Effekt erzielt werden, daß die aktuellen und jüngeren Verhältnisse stärker berücksichtigt werden als die weiter zurückliegenden (älteren) Verhältnisse. In diesem Fall kann es sich eventuell auch als vorteilhaft erweisen, wenn ' 'n zusätzlich so festgelegt wird, daß ein unterer Grenzwert nicht unterschritten wird.
Die Festlegung von γ auf Werte kleiner als 1 wirkt sich auch insofern vorteilhaft aus, als insbesondere das Ergebnis der Summenbildung nach Gleichung (2) ein vergleichsweise kleiner Wert bleibt, der erkennbar einen relativ geringen Aufwand für dessen Speicherung und Handhabung erfordert.
Die Heranziehung der unter Verwendung der Gleichung (2) als Ausgangspunkt ermittelten Schätzwerte für die Synchronisation ist also in idealer Weise dazu geeignet, eine schnelle und exakte Synchronisierung unter Elimination von durch Jitter- Phänomene hervorgerufene Einflüssen zu erzielen.
Für die Durchführung der Minimierung der durch die Gleichung (2) repräsentierten Summe der gewichteten Fehlerquadrate ist es hilfreich, einige Hilfsvariablen einzuführen.
Zunächst werden ein auf einer Summe von exponentiell gewichteten Zählstanden (Timestamp-Inhalten) basierender (gewichteter) Durchschnitts-Zählwert "cN und eine auf einer
Summe von exponentiell gewichteten Timestamp-Empfangszeiten basierende (gewichtete) Durchschnitts-Timestamp-E pfangszeit "tfN eingeführt und als
i / N i .. N
CN= N '2-Υ 'Cn bzw. tN= N < 'tn (3) 1 — Υ n=l l 7 n=l
definiert. Setzt man den Wichtungsfaktor γ in Gleichung (3) auf 1, so erhält man
Figure imgf000021_0001
Als weitere Hilfsvariablen werden die Differenz
dn = tn-tn (5!
und der laufende quadratische Zeitterm
Figure imgf000021_0002
eingeführt , wobei sich letzterer für γ=l vereinfacht
Figure imgf000021_0003
schreiben läßt .
Die Berechnung der in den Gleichungen (3) bis (7) definierten Hilfsvariablen gestaltet sich unter Umständen relativ aufwendig, weil hierzu für jeden der N zu berücksichtigenden Timestamps dessen jeweiliger Inhalt cn und dessen Empfangszeitpunkt tn abrufbar sein müssen. Dies kann insbesondere dann, wenn N sehr groß gewählt wird, aufgrund des entsprechend hohen Speicherbedarfs eine relativ umfangreiche Hardware erfordern, weshalb es in gewissen Fällen vorzuziehen sein kann, die Hilfsvariablen gemäß den Gleichungen (3) bis (7) so zu definieren, daß die Werte für den Zeitpunkt N+l allein basie- rend auf den entsprechenden Werten zum Zeitpunkt N und N+l, also rekursiv berechnet werden können. Die Größe des bereitzustellenden Speicherplatzes wird dadurch unabhängig von N und kann auf ein Minimum reduziert werden. Darüber hinaus lassen sich die Hilfsvariablen infolge der erheblichen Verringerung der jeweils zu verrechnenden Datenmenge wesentlich schneller berechnen.
Die gefundene Umformulierung der in den Gleichungen (3) bis (7) definierten Hilfsvariablen in durch eine rekursive Berechnung ermittelbare Hilfsvariablen führt zu dem Ergebnis, daß sich die in den Gleichungen (3) und (4) definierten gewichteten Durchschnitts-Timestamp-Empfangszeiten und Durch- schnitts-Timestamp-Inhalte auch
- i-γ l-γN . lN+l - j _ N+l ' lN+l + 7 * j _ N+l " *N (8)
oder (für γ=l)
N N+i - • N+l +
N + l N + l tN (9)
bzw.
,N
- CN+1 - - " *- NY+T * CN+1 + ,r 7 * ~ i-γ js1üT * - CN (io;
1-γ l-γr
oder (für γ=l)
Figure imgf000022_0001
schreiben lassen, und daß sich die in den Gleichungen (6) und (7) definierten quadratischen Zeitterme auch
TN+ι = 7 N +γ dN +12 (12)
Figure imgf000022_0002
oder (für γ=l) N + l _, ,
TN+1 = TN + — 7T- • ÖN+l ( 13 )
N
schreiben lassen.
Verwendet man die zuvor definierten Hilfsvariablen, so lassen sich Δ fN und 6O,N unter Minimierung (Nullsetzen) der Summe nach Gleichung (2) näherungsweise als
77N"n--(tnB--tt„o)M(cCnn--tcc--ttnn) 14)
Figure imgf000023_0001
oder - nach der rekursiven Methode - als
AfN+, tN+ι)~ (CN ~ fc * IN)) (15)
Figure imgf000023_0002
bzw.
C0.N = CN-(fc + ΔfN)-tN (16)
berechnen bzw. abschätzen.
Eine Möglichkeit der schaltungstechnischen Realisierung zur Berechnung der Schätzwerte nach den Gleichungen (15) und (16) ist in den Figuren 1 bis 3 veranschaulicht .
Die Figur 1 betrifft die Berechnung der Hilfsvariablen nach den Gleichungen (5), (8) bzw. (9), (10) bzw. (11) sowie (12) bzw. (13) .
Die Berechnung der Hilfsvariablen nach den Gleichungen (5) und (8) bzw. (9) kann durch eine Schaltung erfolgen, deren Blockschaltbild in Figur 1A gezeigt ist. Gemäß der Darstellung in der Figur 1A werden hierfür eine je nach dem gewählten Wert für γ die Gleichung (8) oder (9) ausführende Signalverarbeitungsschaltung 110, ein Verzögerungs- glied 120 und ein Addierer 130 benötigt, die wie gezeigt verschaltet und mit Signalen beaufschlagt sind.
Die Berechnung der Hilfsvariablen nach den Gleichungen (10) bzw. (11) kann durch eine Schaltung erfolgen, deren Blockschaltbild in Figur IB gezeigt ist.
Gemäß der Darstellung in der Figur IB werden hierfür eine je nach dem gewählten Wert für γ die Gleichung (10) oder (11) ausführende Signalverarbeitungsschaltung 210 und ein Verzögerungsglied 220 benötigt, die wie gezeigt verschaltet und mit Signalen beaufschlagt sind.
Die Berechnung der Hilfsvariablen nach den Gleichungen (12) bzw. (13) kann durch eine Schaltung erfolgen, deren Blockschaltbild in Figur IC gezeigt ist.
Gemäß der Darstellung in der Figur IC werden hierfür eine je nach dem gewählten Wert für γ die Gleichung (12) oder (13) ausführende Signalverarbeitungsschaltung 310 und ein Verzögerungsglied 320 benötigt, die wie gezeigt verschaltet und mit Signalen beaufschlagt sind.
In der Figur 2 ist eine dort und in der Figur 3 mit CFT bezeichnete Hilfsschaltung gezeigt, die aus drei Eingangssignalen c, f und t das Ausgangssignal o=c-f-t berechnet.
Die beispielsweise nach der Figur 1 berechneten Hilfsvariablen und weitere Eingangsgrößen lassen sich unter Verwendung der in Figur 2 gezeigten Hilfsschaltung und zusätzlichen Standard-Schaltungen derart miteinander verrechnen, daß im Ergebnis die nach den Gleichungen (15) und (16) berechneten Schätzwerte Δ fN und CO,N erhalten werden. Dies ist in Figur 3 veranschaulicht. Gemäß der Darstellung in der Figur 3 erfolgt die Schätzwertberechnung unter Verwendung von in der Figur 2 gezeigten Hilfsschaltungen 410, 420 und 490, einem Subtrahierer 430, Addierern 450 und 480, Multipli- zierern 440 und 460 und einem Verzögerungsglied 470, die wie in der Figur gezeigt verschaltet und mit Signalen beaufschlagt sind.
Die auf die beschriebene Art und Weise erhaltenen Schätzwerte eignen sich, wie vorstehend bereits erläutert wurde, hervorragend für eine qualitativ äußerst hochwertige (bei Bedarf besonders schnelle und ansonsten sehr genaue bzw. störungs- unanfällige) Synchronisation eines Taktsignals auf ein anderes Taktsignal und lassen dadurch relativ einfach eine Besei- tigung der den bekannten Synchronisationsverfahren anhaftenden Nachteile zu.
Es folgt nun unter Bezugnahme auf die Figuren 4 bis 6 die Beschreibung eines zweiten Ausführungsbeispiels des erfin- dungsgemäßen Verfahrens.
Der die Frequenz des Taktsignals der Datensendestation charakterisierende Schätzwert wird bei diesem zweiten Ausführungsbeispiel in zwei Schritten ermittelt, nämlich einem Berechnungsschritt und einem sich daran anschließenden Filterschritt .
Im Berechnungsschritt wird unter Verwendung der Differenz (Δets) von durch zwei Timestamps repräsentierten zahlständen und der Zeit (Δt) , die vom Empfang des einen Timestamps bis zum Empfang des anderen Timestamps vergangen ist, die (scheinbare) Frequenz (fraw) des Taktsignals der Datensendestation berechnet. Berücksichtigt man dabei, daß sich die besagte Zeit Δt aus der Differenz (Δdts) der Zählstände des Datenempfangsstations-Zählers, welche dieser beim Empfang der zur Ermittlung von Δets herangezogenen Timestamps innehatte, und unter Verwendung der Frequenz (fvcxo) des in der Daten- empfangsstation erzeugten, zu synchronisierenden Taktsignals ausdrücken läßt (Δt = Δdts/fvcxo) , so läßt sich die im Berechnungsschritt ausgeführte Berechnung der scheinbaren Frequenz fraw des Taktsignals, auf welches synchronisiert werden soll, durch
_ Δets _ Δets
^ - —r — -rr~ ' f vcxo Δt Δdts :ιoι :
ausdrücken, wobei
fraw die scheinbare Frequenz des Taktsignals der Datensendestation,
Δets die Differenz von durch zwei Timestamps repräsentierten Zählständen,
Δt die zwischen den EmpfangsZeitpunkten der zur Berechnung von Δets herangezogenen Timestamps verstrichene Zeit,
Δdts die Differenz zwischen den zu den besagten Empfangszeitpunkten der besagten Timestamps erreichten zahlstände des Zählers der Datenempfangsstation, und
fvcxo die Frequenz des in der Datenempfangsstation generierten, zu synchronisierenden Taktsignals (und vorzugsweise zugleich der Wert, durch den der das Taktsignal generierende Taktsignalgenerator angesteuert wird)
sind.
Beispielsweise aus Gründen der Genauigkeit kann es sich (wie auch schon beim ersten Ausführungsbeispiel) als vorteilhaft erweisen, nicht mit den Frequenzen fraw und fVCχo der Takt- signale der Datensendestation und der Datenempfangsstation selbst, sondern mit Abweichungen Δfraw und Δfvcxo derselben von deren bekannter Sollfrequenz zu arbeiten, welche im vorliegenden Ausführungsbeispiel wiederum 27 MHz betragen möge. Der Zusammenhang zwischen den Frequenzen fraw und fvcxo der Taktsignale selbst und den Abweichungen Δfraw und Δfvcxo derselben von deren bekannter Sollfrequenz läßt sich durch
fraw = 27 MHz + Δfraw , fvcxo = 27 MHz + Δfvcxo ( 102 )
ausdrücken .
Setzt man Gleichung (102) in Gleichung (101) ein, so erhält man als Ergebnis
Δets . Δets + Δdts -- . „,
Δfra = -ΓΓ~ Δfvcxo + — 27 MHz { 103 )
Δdts Δdts
Sowohl fra„ nach Gleichung (101) als auch Δfraw nach Gleichung (103) sind grundsätzlich dazu geeignet, als Grundlage zur An- steuerung eines das zu synchronisierende Taktsignal erzeugenden Taktsignalgenerators zu dienen. Allerdings sind diese Größen noch vom Jitter-Phänomen beeinflußt, was durch den sich an den Berechnungsschritt anschließenden Filterschritt bereinigt wird.
Die im Filterschritt erfolgende Filterung der im Berechnungs- schritt berechneten Signale fraw bzw. Δfraw bezweckt eine nachträgliche Korrektur derselben. Genauer gesagt sollen durch den Filterschritt (Fehl-) Berechnungen korrigiert werden, die insbesondere darauf beruhen, daß die empfangenen Timestamps dem Einfluß von Jitter-Phänomenen ausgesetzt sind.
Bei den weiteren Erläuterungen wird nun davon ausgegangen, daß mit den Abweichungen von den bekannten Sollfrequenzen gearbeitet wird, daß also Δfraw der Wert ist, der der Filterung zu unterwerfen ist. Es wird jedoch nochmals darauf hingewie- sen, daß die Berechnung und Weiterverarbeitung der Takt- signalfrequenz fraw ebenso möglich ist. Aus Δfraw wird im Filterschritt eine von Störeinflüssen befreite Größe Δffüter erzeugt. Waren die Timestamps bei deren Übertragung von der Datensendestation zur Datenempfangs- Station keinen Störungen durch Jitter-Phänomene etc. ausgesetzt, so ist - jedenfalls im stationären Zustand - Δfraw = Affiner; andernfalls unterscheiden sich die genannten Größen.
Erreichbar ist dies, und hierin liegt eine der wesentlichen Besonderheiten des beschriebenen Schätzwertermittlungsverfah- renε, durch den Einsatz eines adaptiven Filters, dessen Aus- gangssignal Δf.nter für den n-ten Timestamp sich nach der Formel
Δf Filter ,n = Δf fllιer.n-1 + Otn (Δfraw .n - Δf filter.n-l) ( 104 )
berechnen läßt, wobei
Δffiiβr.n das einen n-ten Timestamp betreffende Ausgangs- signal Δff er des adaptiven Filters,
Δffntβr.n-i das einen (n-l)-ten Timestamp betreffende Ausgangssignal Δffiiter des adaptiven Filters,
Δfraw,n das einen n-ten Timestamp betreffende Eingangssignal Δfra in das adaptive Filter, und
(Xn ein den n-ten Timestamp betreffender Filterkoeffizient bzw. Wichtungsfaktor des adaptiven Filters
sind.
Das adaptive Filter wird für n=0 mit dem Wert Affiner.n = 0 initialisiert.
Wenn der Filterkoeffizient α gleich 1 ist, sind das Eingangs- signal und das Ausgangssignal identisch, erfolgt also keine Filterung. Wenn der Filterkoeffizient α gleich 0 ist, ist das Ausgangssignal unabhängig vom Eingangssignal eine Konstante (Δffiitβr.n-i) • Der im vorliegenden Ausführungsbeispiel verwendete Filterkoeffizient ist zeitlich veränderlich (kontinuierlich abnehmend) festgelegt. Eine gute Wahl des Filterkoeffizienten α besteht in dessen Festlegung auf
Ctr
Otn+l ~ GCl = l ( 105 )
Otn + l
Für den ersten, zweiten, dritten ... Timestamp werden dadurch kontinuierlich abnehmende Filterkoeffizienten (Xi, α2, α3, ... von 1, 1/2, 1/3 ... erhalten.
So lange n klein ist, also nach dem Einschalten oder Rück- setzen des Systems, werden demnach große Filterkoeffizienten verwendet, wodurch der Einfluß des in das adaptive Filter eingegebene Signal (Δfraw) auf das Ausgangssignal (Δfπ er) relativ groß ist, so daß die Synchronisation, zumindest die anfängliche Grob-Synchronisation des zu synchronisierenden Taktsignals sehr schnell vonstatten gehen kann. Mit zunehmenden Werten für n, also mit dem Obergang des Systems zum "normalen" Betrieb, werden die Filterkoeffizienten immer kleiner und die Reaktion des Systems auf tatsächlich oder scheinbar veränderte Verhältnisse in der Datensendestation immer schwächer und träger.
Um zu verhindern, daß das System überhaupt nicht mehr auf Veränderungen reagiert (für sehr große n geht α gegen 0) , kann vorgesehen werden, einen unteren Grenzwert für den Filterkoeffizienten α festzulegen, der nicht unterschritten werden darf. Die Veränderung des Filterkoeffizienten ist dadurch derart begrenzbar, daß der Einfluß der im Berechnungsschritt berechneten Größe (Δfraw) auf das Ausgangssignal (Δffüter) des adaptiven Filters ein gewisses Mindestmaß nicht unterschreitet. Das im Filterschritt generierte Ausgangssignal Δfmter eignet sich, wie vorstehend bereits erwähnt wurde zur Ansteuerung eines das zu synchronisierende Taktsignal erzeugenden Takt- signalgenerators .
Es kann aber auch, wie nachfolgend noch unter Bezugnahme auf Figur 4 erläutert werden wird, einer nochmaligen Modifikation oder Filterung unterworfen werden, bevor es als Steuersignal zur Steuerung des Taktsignalgenerators verwendet wird.
Eine mögliche praktische Realisierung der beschriebenen Abschätzung der in der Datensendestation herrschenden Verhältnisse und der darauf basierenden Synchronisierung des zu synchronisierenden Taktsignals ist in Figur 4 veranschau- licht.
Der Taktsignalgenerator, der das zu synchronisierende Taktsignal erzeugt, ist in einem mit dem Bezugszeichen 550 bezeichneten Taktsignalgeneratorblock untergebracht. Der innere Aufbau dieses Blocks ist in Figur 5 veranschaulicht.
Gemäß Figur 5 besteht der Taktsignalgeneratorblock 550 aus einem Digital-.Analog-Wandler 551, dem Taktsignalgenerator in Form eines spannungsgesteuerten Kristalloszillators (VCXO) 552 und einem Zähler 553.
Der Digital/Analog-Wandler 551 erzeugt aus dem digitalen Eingangssignal Δfvcxo die zur Ansteuerung des Kristalloszillators erforderliche analoge Größe (Spannung, Strom etc.). Der Digi- tal/Analog-Wandler 551 ist so skaliert oder skalierbar, daß die durch das Eingangssignal Δfvcxo repräsentierbaren Frequenzwerte (bzw. die dadurch repräsentierten Abweichungen von einer Sollfrequenz) , in diejenigen analogen Größen umgesetzt werden, die den Taktsignalgenerator zur Generierung der ge- wünschten Frequenz veranlassen. Der Kristalloszillator 552 reagiert auf die eingegebene Spannung in der Weise, daß die Frequenz des von diesem generierten Taktsignals von dieser abhängt.
Der Zähler 552 ist der bereits mehrfach erwähnte Zähler der Datenempfangsstation. Er wird von dem vom Kristalloszillator generierten, zu synchronisierenden Taktsignal in der Weise angesteuert, daß dessen Zählstand pro Taktzyklus des besagten Taktsignals um 1 erhöht wird. Das Ausgangssignal des Zählers ist das den jeweiligen Zählstand desselben repräsentierende Signal dts (decoder time stamp) , welches vorstehend bereits mehrfach erwähnt wurde.
Das Signal dts wird in einer Differenziereinheit 560 nach der Zeit differenziert. Ein möglicher innerer Aufbau der Differenziereinheit ist in Figur 6 dargestellt. Demnach besteht die Differenziereinheit 560 aus einem Differenzbildungsglied 561 und einem Verzögerungsglied 562. Das Ausgangssignal des Differenzbildungsgliedes 561, welches zugleich das Ausgangs- signal der Differenziereinheit 560 ist, ist die Differenz zwischen dem aktuellen dts-Wert und einem vorhergehenden (durch das Verzögerungsglied 562 verzögerten) dts-Wert. Genauer gesagt handelt es sich dabei um das vorstehend ebenfalls bereits mehrfach erwähnte Signal Δdts. Das Ausmaß der durch das Verzögerungsglied 562 bewirkten Verzόgerungszeit ist variabel; sie beginnt und endet jeweils mit dem Empfang eines Datensendestations-Timestamps ets (encoder time stamp) .
Das von der Differenziereinheit 560 erzeugte Signal Δdts wird in eine Frequenzberechnungseinheit 520 eingegeben'.
Ebenfalls in die Frequenzberechnungseinheit 520 wird das von der vorhergehenden Beschreibung schon bekannte Signal Δets . Dieses Signal Δets ist das Ausgangssignal einer wie in Figur 6 gezeigt aufgebauten Differenzierschaltung 510, in welcher die Differenz zwischen den Zählständen des Zählers der Daten- sendestation gebildet wird, welche durch den aktuellen Timestamp und dem vorhergehenden Timestamp repräsentiert werden.
Schließlich wird in die Frequenzberechnungseinheit 520 auch noch das in den den Taktsignalgeneratorblock 550 eingegebene Steuersignal Δfvcxo eingegeben. Hier macht es sich positiv bemerkbar, daß die .Ansteuerung des Taktsignalgenerators über den Umweg der Ermittlung von Δfvcxo, also der Abweichung erfolgt, die das zu generierende Taktsignal von der bekannten Sollfrequenz des Taktsignals der Datensendestation haben soll . Der Wert von Δfvcxo ist nämlich einerseits im Rahmen der durchzuführenden Ansteuerung des Taktsignalgenerators relativ einfach zu ermitteln und weiterzuverarbeiten, andererseits aber aufgrund dessen für die Synchronisierung sehr bedeut- samen Inhalts wie beispielsweise in der in der Figur 4 gezeigten Schaltung mehrfach verwendbar.
Die Frequenzberechnungseinheit 520 ist diejenige Einheit, in welcher der zuvor beschriebene Berechnungεschritt durchge- führt wird. D.h., sie berechnet unter Verwendung der eingegebenen Signale Δdtε, Δets, Δfvcxo und der ihr bekannten oder ebenfalls eingegebenen Sollfrequenz des Taktsignals der Datensendestation (27 MHz) nach Gleichung (103) die Frequenz Δfraw.
Die besagte Frequenz Δfraw wird in ein adaptives Filter 530 eingegeben, welches das zuvor bereits mehrfach erwähnte adaptive Filter zur Durchführung des Filterschrittes ist.
Das in das adaptive Filter 530 eingegebene Signal Δfraw wird dort unter Verwendung der Gleichungen (104) und (105) zu Δffüβr weiterverarbeitet. Dieses Signal Δffiicβr, das von dem zuvor berechneten, aber unter Umständen von Störungen beeinflußten Signal Δfαiter abweichen kann, beruht auf einer in der Regel sehr guten Schätzung der in der Datensendestation herrschenden Verhältnisse. Es ist genauer gesagt eine die Frequenz des Taktsignals der Datensendestation charakterisie- rende Größe und eignet sich als daher sehr gut als Grundlage zur .Ansteuerung des Taktεignalgenerators . D.h., Δf£iir.er könnte bereits anstelle von Δfvcxo in den den Taktsignalgenerator enthaltenden Block 550 eingegeben werden.
Im vorliegenden Ausführungsbeispiel wird Δffüter aber zunächst in eine Zählstandsanpassungseinheit 540 eingegeben, in welcher dieses Signal in das letztlich der Taktsignalgenerator- ansteuerung zugrundegelegte Signal Δfvcxo umgesetzt wird.
Durch die besagte Umsetzung soll erreicht werden, daß die Zählstände ets und dts der Zähler des Datensendestation und der Datenempfangsstation identisch sind oder zumindest ein gleichbleibende Differenz aufweisen. Dies kann insbesondere deshalb von nicht unerheblicher Bedeutung sein, weil der Zählstand des Zählers der Datenempfangsstation dazu herangezogen werden kann, um definierte Bezugszeitpunkte festzulegen und/oder eine ab dem Bezugszeitpunkt verstrichene Zeit zu bestimmen.
Eine gleichbleibende Differenz zwischen den genannten Zählständen ist durch die Synchronisierung des Taktsignals der Datenempfangsstation allein nicht zuverlässig erzielbar, denn jede auch noch so kurze Fehlsynchronisation führt zu einer Veränderung der Zählstandsdifferenz, die durch Angleichung der Frequenz des zu synchronisierenden Taktsignals an die Frequenz des Taktsignals der Datensendestation nicht mehr rückgängig machbar ist .
Noch schwieriger ist es, eine Identität der Zählstände zu erreichen und aufrechtzuerhalten. Aufgrund unterschiedlicher Phasenlagen der zu synchronisierenden Taktsignale kann es nämlich selbst bei vollkommen gleichfrequenten Taktsignalen vorkommen, daß die Zählstände eine zwar gleichbleibende, aber nichtsdestotrotz störende Differenz aufweisen. Die Zählstandsanpassungseinheit 540 modifiziert das in sie eingegebene, auf die Taktsignalsynchronisierung hin optimierte oder jedenfalls geeignete Signal Δf£lιter bei Bedarf und erzeugt basierend darauf das in den Taktsignalgeneratorblock 550 eingegebene Signal Δfvcxo- welches, wie vorstehend bereits erwähnt wurde, ein Maß für die gewünschte Abweichung der Frequenz des durch den Taktsignalgenerator 552 erzeugten Taktsignals von der bekannten Sollfrequenz des Taktsignals der Datensendestation repräsentiert. Genauer gesagt wird durch die Zählstandsanpassungseinheit ein Signal Δfvcxo erzeugt, durch welches dann, wenn die Zählstände eine von der Solldifferenz abweichende Differenz aufweisen, der Taktsignalgenerator derart angesteuert wird, daß das durch diesen erzeugte Taktsignal so lange eine von der Frequenz des ersten Taktsignals abweichende Frequenz aufweist, bis die Zählstände die gewünschte Solldifferenz aufweisen.
Das durch die Zählstandsanpassungseinheit 540 erzeugte, bei Zählstandsdifferenzen (ets - dts ≠ 0) gegenüber Δf£1ter odi- fizierte Signal Δfvcxo berechnet sich nach
Figure imgf000034_0001
wobei
F wenn x > F sat(x) = x wenn |x| < F ( 107 )
-F wenn x < -F
worin
etSn- tSn die einen n-ten Timestamp betref fende Differenz ets-dts , T eine obere Grenze des zeitlichen Intervalls zwischen den Empfangszeitpunkten zweier aufeinanderfolgender ets-Werte, und
F eine Konstante wie die maximal mögliche (zulässige) Abweichung der Frequenz des Taktsignals der Datensendestation von deren Sollfrequenz
sind.
Die auf diese Weise durchgeführte Zählstandsanpassung ist insofern vorteilhaft, als anders als beispielsweise bei einem Überschreiben des Zählstandes, bei einem zwischenzeitlichen Anhalten oder einem vorübergehenden Zählen in veränderten Schritten, kein Zählstand ausgelassen wird oder mehrfach auftauchen kann. Gleichzeitig wird durch das Festsetzen der Konstanten auf die genannten oder ähnliche Werte erreicht, daß einerseits keine ungedämpften Schwingungen in der Zählstandsdifferenz auftreten können, und daß andererseits keine nennenswerte Störung der Taktsignalsynchronisierung verursacht wird.
Zusammenfassend zum zweiten Ausführungsbeispiel kann resümiert werden, daß auch auf diese Art und Weise ermittelte (geschätzte) Steuergrößen hervorragend für eine qualitativ äußerst hochwertige (bei Bedarf besonders schnelle und ansonsten sehr genaue bzw. störungsunanfällige) Synchronisation eines Taktsignals auf ein anderes Taktsignal geeignet sind und dadurch relativ einfach eine Beseitigung der den bekann- ten Synchronisationsverfahren anhaftenden Nachteile zulassen.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Synchronisieren eines in einer Datenempfangsstation zu generierenden Taktsignals mit einem in einer Datensendestation verwendeten Taktsignal, wobei die
Synchronisierung jeweils unter Auswertung des Wertes und des Zeitpunktes des Empfangs von taktsignalfrequenzabhängige Zählstände repräsentierenden Zeitmarken-Daten erfolgt, welche der Datenempfangsstation von der Datensendestation über- mittelt werden, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß in der Datenempfangsstation unter zumindest teilweiser Berücksichtigung der jeweils aktuellen und der zuvor empfangenen Zeitmarken-Daten eine die Frequenz des Takt- Signals der Datensendestation charakterisierende Größe geschätzt wird, und daß ein das zu synchronisierende Taktsignal erzeugender Taktsignalgenerator basierend auf dem dabei erhaltenen Schätzwert angesteuert wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e , daß die die Frequenz des Taktsignals der Datensendestation charakterisierende Größe die Abweichung der Frequenz des Taktsignals der Datensendestation von deren Sollfrequenz ist.
3. Verf hren nach Anspruch 1 oder 2 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Bildung des Schätzwertes unter Minimierung einer Summe von Quadraten von Werten erfolgt, welche die Unterschiede zwischen den durch Zeitmarken-Daten repräsentierten Verhältnissen und den unter Verwendung der Schätzwerte errechneten Verhältnissen in der Datensendestation charakterisieren.
4. Verf hren nach Anspruch 3 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Quadrate der die Unterschiede charakterisierenden Werte mit unterschiedlicher Wichtung in die Summenbildung eingehen .
5. Verfahren nach Anspruch 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Wichtung um so schwächer wird, je weiter die durch die jeweiligen Werte charakterisierten Unterschiede in der
Vergangenheit liegen.
6. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Bildung des Schatzwertes durch eine auf den aktuellen Zeitmarken-Daten basierende Berechnung der die Frequenz des Taktsignals der Datensendestation charakterisierenden Größe und Filtern der berechneten Größe unter Verwendung eines adaptiven Filters bewerkstelligt wird.
7. Verfahren nach Anspruch 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß das Ausgangssignal des adaptiven Filters zumindest von der im Berechnungsschritt berechneten Größe und dem jeweils vorhergehenden Ausgangssignal des adaptiven Filters abhängt.
8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß das Ausgangssignal des adaptiven Filters von einem Wichtungsfaktor abhängt, dessen Größe zeitlich derart verändert wird, daß der Einfluß der im Berechnungsschritt berechneten Größe auf das Ausgangssignal des adaptiven Filters nach dem Einschalten oder Rücksetzen des Systems zunächst relativ groß ist, mit fortschreitender Zeit aber immer weiter abnimmt.
9. Verfahren nach Anspruch 8, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die zeitabhängig veränderte Größe des Wichtungsfaktors derart begrenzt ist, daß der Einfluß der im Berechnungs- schritt berechneten Größe auf das Ausgangssignal des adaptiven Filters größer oder gleich einem bestimmten Mindestmaß ist .
10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Ermittlung der Schätzwerte zumindest teilweise nach einem eine rekursive Schätzwertermittlung gestattenden Algorithmus erfolgt.
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