WO2002084865A2 - Device for regulation of the working point of power amplifiers working in a quasi-linear manner for high frequency useful signals by means of two control circuits - Google Patents

Device for regulation of the working point of power amplifiers working in a quasi-linear manner for high frequency useful signals by means of two control circuits Download PDF

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WO2002084865A2
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Jan Bollenbeck
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Siemens Aktiengesellschaft
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers without distortion of the input signal
    • H03G3/20—Automatic control
    • H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
    • H03G3/3036—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers

Definitions

  • modulation methods are used in the field of message transmission via the air interface. These modulation methods are classified according to different criteria. A division is based on the (modulated) parameters of the amplitude, frequency or phase of a sinusoidal high-frequency carrier oscillation which are modified (modulated) by the low-frequency message to be transmitted.
  • the three basic types are amplitude modulation (AM), frequency modulation (FM) and phase modulation (PM); the last two types of modulation, FM and PM, are also called angle modulation (WM).
  • AM amplitude modulation
  • FM frequency modulation
  • PM phase modulation
  • FM and PM phase modulation
  • WM angle modulation
  • Another basic structure is based on whether or not the linearity principle applies to the superposition of several transmission signals; depending on this, a distinction is made between linear modulation methods and non-linear modulation methods. For example, AM is a linear modulation method, FM and PM are not.
  • the first group includes the generally non-linear WM, while the AM naturally has an envelope modulation.
  • Another possibility for classifying the modulation methods is to differentiate between analog and digital modulation methods, depending on whether the message signal is an analog or digital signal.
  • Analog message signals are generally multiplex signals, radio or television signals that require a linear channel.
  • the power amplifiers of the signal transmitters in the associated radio systems are non-linear. Out For this reason, analog modulation methods with a constant envelope (mostly FM) are used in this case. This makes it easier for radio and television signals to transmit the extremely low-frequency components they contain.
  • the modulation In digital modulation methods, the modulation consists in the unique symbol-by-symbol assignment of parameter sets (amplitude, frequency and phase) of the carrier oscillation to the symbols in a symbol set. On the receiving side, the signal is recovered by sampling and decision. The modulated carrier oscillation only has to represent the symbols at the sampling times that have the parameters defined by the symbol set. This degree of freedom can be used in the pulse and spectrum shaping of the message signals in the baseband, on the one hand to reduce the intersymbol interference occurring as a result of adjacent channel interference and on the other hand to achieve the greatest possible insensitivity in the selection of the sampling and deciding times.
  • the selection of a modulation method for the transmission of radio signals can focus on spectral efficiency or power efficiency.
  • the focus is on the power efficiency of the transmission method used.
  • a modulation method with or without slight envelope modulation is generally chosen, since the power amplifier of the signal transmitter is then operated with or close to its saturation power can. Since the complex envelope curve is at least approximately constant, depending on the pulse shaping used, these methods are also referred to as so-called phase shift keying methods ("Phase Shift Keying", PSK). With quaternary PSK (QPSK or 4-PSK) in particular, a further reduction in envelope modulation can be achieved by using offset modulation (OQPSK).
  • PSK phase shift keying
  • Typical values for the AM-PM conversion of a microwave amplifier are at phase distortions 7c of k ⁇ ⁇ 1 ° / dB to ⁇ 5 ° / dB.
  • Minor non-linear phase distortions that occur when amplifying an amplitude-modulated signal can be described mathematically, for example, by a third degree polynomial or with the help of the Volterra series.
  • the digital modulation methods defined in the mobile radio standards of the future, for example the UMTS standard already mentioned, are extremely sensitive to bit errors due to distortion.
  • with the frequencies f Sn of the transmitters S n and the factors n h . 0, ⁇ 1, ⁇ 2, ⁇ 3 etc.
  • the error limits and neighboring channel powers specified in the specifications of amplifiers in transmitters and receivers for high-frequency signals can only be met with highly linear transmit amplifiers or by using additional predistortion or equalization circuits to linearize the transmission characteristic.
  • Power amplifiers are divided into classes A, AB, B and C according to their operating mode, the permissible range of the current flow angle ⁇ (0 rad ⁇ ⁇ rad) depending on the respective operating point of the power amplifier being used as a classification feature.
  • the efficiency ⁇ PA of the power amplifier is therefore given for DC signal powers by the relationship
  • an additional measure for example, is a predistortion of the modulated transmission signal, with which the non-linear transmission characteristic of the actual transmission amplifier is simulated inversely.
  • the additive superimposition of the real transmission characteristic of the amplifier and the inversely simulated amplitude response of a modulated signal results overall in an approximately linear transmission function.
  • this measure is relatively complex to implement electronically and only allows the total transmission characteristic to be linearized to a certain degree.
  • the error signal obtained as the difference between the output and input signal of a transmit amplifier to be linearized that is to say an oscillation which practically only consists of distortions, is fed into an input stage of the transmit amplifier for intermodulation negative feedback via suitable coupling elements.
  • an oscillation which practically only consists of distortions
  • Another method known from the applicant's practice enables the linearity of an amplifier characteristic curve to be assessed and the transistor operating points of the individual amplifier-transistor stages to be regulated.
  • the ratio of harmonic and useful power determined by suitable circuit components is used.
  • the collector or drain currents of the transistors of a high-frequency power amplifier are set to a minimum value in order to ensure that the applicable linearity requirements are met.
  • the output signal level is regulated by varying the input signal level.
  • the quotient of the harmonic and useful signal power of the signal at the output port of the high-frequency power amplifier serves as the evaluation criterion for evaluating the linearity of the amplifier characteristic.
  • the input signal level is regulated as part of a "classic" power control with the aid of a control loop.
  • control of the input signal level is carried out by a special control unit with access to a look-up table stored between the amplification and output signal level values and the input signal level values.
  • the aforementioned control of the input signal level can also take place on the basis of control signals which are supplied to the transmitting device from outside - for example as part of the "Closed Loop Power Control" according to the UMTS standard, the cell phone being periodically activated by the base station Command for setting the transmission power level (reduction or increase by a certain amount or factor) is transmitted.
  • the process of changing the input signal level can take place in particular as a variation of the attenuation of an attenuator upstream of the amplifier input.
  • the output power level 10-lg (p a () / 1mW) (in dBm) of the amplifier can be regulated in a power control loop by varying the input power level 10 • lg (p e () / 1mW) (in dBm).
  • the currents i c (£) or i D (t) or the voltage u v (t) are controlled by keeping the degree of compression c (t) of this high-frequency power amplifier constant in a control loop which is separate from the power control loop.
  • the ratio of the PMR of the output signal to the PMR of the input signal serves as a measure of the degree of compression c (t).
  • the operating point of the transistor stages of the high-frequency power amplifier can be regulated in such a way that the PMR of the signal at the output gate of the high-frequency power amplifier remains constant (within predefined tolerance limits).
  • a reduction in the PMR can be caused by compression of the peak power level 10 • lg (peak (t) / 1mW) (in dBm). This can be done by reducing the collector or drain current ic (t) or i D (t) and / or the supply voltage u v (t) or by increasing the transmission signal level 10 • lg (p e () / 1mW).
  • Degree of compression c (fc) can therefore also keep the adjacent channel power (ACLR) approximately constant, which results in a minimization of the total power consumption.
  • a logarithmic amplifier (“True Logarithmic Amplifier”) is used for high-frequency transmission signals (HFNS).
  • the input signal is first rectified by a detector diode and then amplified by an amplifier with a logarithmic transfer function. Is the voltage amplitude of the time-variant input voltage u e (t) with U e and that of the time-variant output voltage u a (t) with ü a , the proportional relationship results
  • ü a predefinable reference DC voltage (in V) and a is the slope of the transfer function (in mV / dB).
  • the circuitry required to generate a logarithmic amplifier for analog signals is relatively large. For this reason, analog circuits are used in practice that generate an approximated logarithmic transfer function.
  • the logarithmic transfer function can be approximated by using, for example, two diodes connected in antiparallel as the feedback element of an operational amplifier.
  • the logarithmic transmission function is usually approximated by joining together linear characteristic pieces.
  • the transmission signal may have to be mixed down to a low intermediate frequency f z (with f z ⁇ f " G ).
  • Another disadvantage of logarithmic amplifiers is the limited dynamic range.
  • suitable measures must be taken to ensure that capacitive or inductive Interactions between the transmitted signal mixed down to a low intermediate frequency f z and other signals present in the overall system do not impair the system functions.
  • gen can. This can be done, for example, by a suitable layout design when designing the circuit arrangement for a logarithmic amplifier or by introducing suitable shields for capacitive or inductive interference signals.
  • Logarithmic amplifiers with a high dynamic range and a large bandwidth are required for high transmission quality. However, this results in disadvantages of high circuit complexity and high power consumption.
  • the present invention is therefore based on the object of specifying a device for regulating the operating point of a power amplifier which at least partially avoids the disadvantages mentioned above.
  • the invention is therefore based on the idea that, in contrast to the proposal described above for regulating the output power of high-frequency power amplifiers, the solution according to the invention manages without the use of a logarithmic amplifier for broadband signals with a large dynamic range.
  • circuit components which mix the high-frequency useful signal (HFNS) to a low-frequency intermediate frequency f z within the bandwidth of the amplifier can be dispensed with.
  • HFNS high-frequency useful signal
  • an easily implemented detector diode for high-frequency signals can be used. This enables the design of a system for controlling high-frequency power amplifiers for broadband useful signals.
  • the solution principle according to the invention also ensures that the transmission characteristic of the high-frequency power amplifier is less sensitive to the temperature-dependent properties of the detector diode and other electronic components, which are used advantageously in the context of the solution according to the invention.
  • the solution according to the invention manages with the same quality of the amplifier transmission behavior with a significantly lower power consumption. It is also advantageous that all amplifier components used in the solution according to the invention can be implemented with inexpensive (operational) amplifiers of low transmission quality without the quality of the power control for the signal at the output port of the high-frequency power amplifier being reduced thereby ,
  • Figure 1 is a functional block diagram of a circuit arrangement for controlling the operating point of a high-frequency power amplifier, which is integrated as a transmission amplifier in a signal transmitter for high-frequency signals (HFNS) as a circuit component.
  • HFNS high-frequency signals
  • the high-frequency power amplifier 104 is regulated so that it meets the high linearity requirements for carrying out the HPSK modulation of a useful signal.
  • the degree of compression (c (fc)) of this power amplifier 104 is controlled with the aid of a control signal (SSi) in a first control loop 102, consisting of a control branch (SZi) and a feedback branch (RZi), which results in an increase in the Compression achievable average efficiency ( ⁇ PA , m ) of the high-frequency power amplifier 104 results.
  • the degree of compression (c (t) i.e.
  • control signal (SSi) is obtained as the output signal of a second control loop 103, consisting of a control branch (SZ 2 ) and a feedback branch (RZ). With the aid of this second control loop, it is possible to keep the high-frequency input signal of the detector diode 107 approximately constant within predefinable tolerance limits.
  • an operating point of a high-frequency power amplifier that is optimized for high efficiency ( ⁇ PA , m ) can be permanently maintained.
  • the current consumption can be significantly reduced, especially when the amplifier is only slightly driven. If such optimized power amplifiers are used, for example, to amplify the transmission power of mobile phone applications, the charging cycle time for the batteries of the mobile phone can be noticeably extended.
  • the present invention is not limited to mobile phone applications, but can also be used successfully in a large number of applications which, when this application is known, are within the scope of professional action.
  • the second control loop 103 for obtaining the control signal of constant power (SSi) can be contained as a circuit component in the feedback branch (RZi) of the first control loop 102.
  • a directional coupler 105 can be contained in the control branch (SZ- *.) Of the first control loop 102, with the aid of which a coupling out of the incident wave of the high-frequency useful signals (HFNS) amplified by the high-frequency power amplifier 104 with the complex wave amplitude a is achieved.
  • HFNS high-frequency useful signals
  • the directional coupler 105 decouples part of the amplifier output power on the signal path to an antenna 117.
  • a high-frequency amplifier 106 with an approximately linear transfer function in the small signal range and with an adjustable gain factor (G) ("Variable Gain Amplifier", VGA) for high frequencies Contain useful signals (HFNS), with the help of which a controllable amplification of the output of the directional coupler 105 of the high-frequency
  • Useful signals is reached.
  • a signal component of the high-frequency useful signal (HFNS) branched off by the directional coupler 105 is fed to the input of this amplifier 106. This arrives at a detector diode 107, which determines the useful power component of the total output signal of the high-frequency power amplifier 104.
  • the frequency or temperature response of the amplifier 106 is corrected using the second control loop 103.
  • the 106 is advantageously designed in such a way that at least the desired working range of the high-frequency power amplifier 104 is covered and tolerances with regard to the operating frequency, temperature, aging and supply voltage of the amplifier arrangement 101 are also taken into account.
  • the power levels specified in block diagram 101 apply, for example, to output levels of the high-frequency power amplifier 104 between -27 dBm and +23 dBm.
  • the amplifier 106 is expediently to be designed such that the PMR of the high-frequency signal present at its input gate does not change when it passes the amplifier. For this purpose, amplifier 106 must meet strict linearity requirements.
  • a Schottky diode is provided as a detector diode 107 for high-frequency useful signals (HFNS), which is connected to the output gate of the high-frequency amplifier 106 with an adjustable gain factor (G).
  • HFNS high-frequency useful signals
  • G adjustable gain factor
  • Output power of the amplifier 106 that is, the useful power component of the high-frequency signal at the output port of the amplifier 106, are measured.
  • the voltage drop across an adapted terminating resistor (or internal resistance of the detector diode 107) is rectified by the detector diode 107.
  • the direct component of the measured diode output signal serves as a measure of the power of the high-frequency signal present at the input gate of the detector diode 107.
  • the second control loop 103 ensures that the detector diode 107 is always operated at the same high-frequency operating point. This makes it possible to use simple and inexpensive detector diodes 107. Low input power levels can lead to measurement errors in the detector diode 107 due to thermal voltages at the input gate.
  • the temperature response of the detector diode 107 is non-linear and depends on the input power level. However, it can be neglected in the present exemplary embodiment of the invention according to FIG. 1, as long as the slope of the transfer function of the detector diode 107 used (i.e. the PMR) remains approximately constant in the dynamic range of interest - within predefinable tolerance limits - since the output signal of the detector diode 107 is subjected to a differential measurement ,
  • the peak value and average power of the high-frequency signal at the output gate of the detector diode 107 are determined.
  • the feedback branch (RZi) of the first control loop 102 contains a circuit node 115 with a branching into a parallel circuit, consisting of two signal paths (SPi and SP 2 ).
  • the first signal path (SPi) has a peak value detector 108, which is used to determine the signal peaks in the high-frequency useful signal (HFNS) at the output gate of the detector diode 107 is used.
  • the second signal path (SP 2 ) has a mean value detector 109, which is used to determine the arithmetic mean value of the high-frequency useful signal (HFNS) at the output gate of the detector diode 107.
  • the gain factor (G) of the high-frequency amplifier 106 is regulated by means of the second control loop 103 in such a way that the value of the power level at the output gate of the amplifier 106 changes
  • the feedback branch (RZi) of the first control loop 102 also contains a non-inverting summation amplifier 110 for voltage signals which is used to add the time-variant voltage u pea k (t) (actual value No. 1) multiplied by (-1) ) at the output gate of the peak value detector 108, for adding the time-variant voltage u avg (t) (actual value No. 2) at the output gate of the mean value detector 109 for the purpose of determining the degree of compression c (t) (PMR) and for adding a predeterminable one time-invariant voltage C7 c , soi ⁇ (setpoint) for the purpose of external control of the degree of compression c (t) (PMR) is used.
  • a non-inverting summation amplifier 110 for voltage signals which is used to add the time-variant voltage u pea k (t) (actual value No. 1) multiplied by (-1) ) at the output gate of the peak value detector 108, for adding the time-variant
  • the feedback branch (RZi) of the first control loop 102 contains a non-inverting integration amplifier 111 which is used to generate a time-variant voltage (u PA , control (t)) or a time-variant current (i PA , C ontroi (t )) serves as a control signal (SSi) for the high-frequency power amplifier 104. Due to the power control, there is always a signal at the entrance gate of the detector diode 107 (apart from the envelope fluctuation due to the amplitude modulation of the output signal) constant mean power level 10 -lg (p avg (t) / 1mW) (in dBm).
  • the feedback branch (RZ 2 ) of the second control loop 103 contains a non-inverting integration amplifier 112, which is used to generate the time-variant voltage (UGA, control (t)) as a control signal (SS 2 ) for the high-frequency amplifier 106 adjustable gain factor (G) is used.
  • Another non-inverting summation amplifier 114 for voltage signals is located in the feedback branch (RZ 2 ) of the second control loop 103. It fulfills the function of adding the time-variant output voltage u avg (t) of the mean value detector 109 and the time-invariant offset voltage [7 0 ff one DC voltage source 113.
  • the high-frequency operating point of the detector diode 107 is set with the aid of the offset voltage ü o ff.
  • the first control loop 102 is a circuit arrangement for the purpose of a distortion-free amplification of the high-frequency useful signals (HFNS) present at the input port of the power amplifier 104.
  • HFNS high-frequency useful signals
  • SSi control signal
  • High-frequency power amplifier 104 in the first control loop 102 can be, for example, a time-variant voltage (u PA , con troi ()) or a time-variant current (-iPA, control (t)).
  • the operating point of the high-frequency power amplifier 104 is adjusted via the control signal obtained ( i.e. the time-variant voltage u PA , COntro i (t) or the time-variant current i PA , conrol (t) at the output port of the non-inverting integration amplifier 111) this works with a sufficiently linear characteristic.
  • soi ⁇ for the ratio of peak value and mean value power can be used for the transistor stages of the high-frequency power amplifier 104, for example, a collector or drain current (i c (t) or i D (t)) or a supply voltage (u (t)) are provided as a control signal, which is also possible with a small modulation of the high frequency -Power amplifier 104 can not be fallen below.
  • the second control loop 103 is a circuit arrangement for the purpose of keeping the time-variant voltage (u avg (t)) present at the output gate of the mean value detector 109 constant .
  • a control signal (SS 2 ) can be generated, which is used to regulate the gain factor G of the high-frequency amplifier 106.
  • the control signal (SS 2 ) of the second control loop 103 can be, for example, a time-variant voltage (U V GA, control (t)).
  • Block diagram of the circuit arrangement according to the invention for regulating the operating point of a high-frequency power amplifier 104 which is integrated as a circuit component in a signal transmitter for high-frequency useful signals (HFNS)
  • Second control loop for regulating the time-variant output voltage of the high-frequency amplifier 106 (VGA) with adjustable gain factor G in order to keep the time-variant output voltage u avg (t) of the mean value detector 109 constant by means of a time-variant voltage UVGA, control (t) as a control signal (SS 2 )
  • PA high-frequency power amplifier
  • HFNS high-frequency useful signals
  • 104 directional coupler for decoupling the incident waves of the high-frequency useful signals (HFNS) amplified by the high-frequency power amplifier 104
  • VGA Variable Gain Amplifier
  • HFNS high-frequency useful signals
  • VGA high-frequency amplifier
  • G adjustable gain factor G
  • HFNS peak detector with the time-variant output voltage u pea k (t) and the time-variant output power Pp eak (t) for determining the signal peaks of the high-frequency useful signals (HFNS)
  • Non-inverting summation amplifier for voltage signals to add the time-variant voltage u peak (t) (actual value No. 1) multiplied by (-1) at the output port of the peak value detector 108, to add the time-variant voltage u avg (fc) (actual value no 2) at the output gate of the mean value detector 109 for the purpose of determining the degree of compression c (t) ("peak-to-mean ratio", PMR) and for adding a predefinable time-invariant voltage u c , so i ⁇ (setpoint) for the purpose of external control of the degree of compression c (fc)
  • non-inverting integration amplifier for generating the time varying voltage u PA, c o n trol (t) and the time-variant current i PA, control (t) as the control signal (SSi) for the high-frequency power amplifier 104
  • Non-inverting integration amplifier for generating the time-variant voltage U VGA , c o n t r ol () as a control signal (SS 2 ) for the high-frequency amplifier 106 (VGA) with adjustable gain factor G
  • non-inverting summation amplifier for voltage signals for adding the time-variant output voltage u avg (t) of the mean value detector 109 and the time-variant offset voltage ü 0 t of the direct voltage source 113 for regulating the output power of the high-frequency amplifier 106 (VGA) 115 node of the circuit branching into a parallel circuit whose first signal path (SPi) contains the peak value detector 108 and whose second signal path (SP 2 ) contains the mean value detector 109

Abstract

The invention relates to a device for regulation of the working point of at least one power amplifier (104), working in linear mode, for high frequency useful signals (HFNS). The above is achieved, whereby the degree of compression (c(t)) of said high frequency power amplifier (104) is controlled by means of a first control circuit (102), using a control signal (SS1), obtained as the output signal of a second control circuit (103) contained within the feedback branch of the first control circuit (102). Said control signal (SS1) can be, for example, a voltage (uPA,control(t)), varying with time and/or a current (iPA,control(t)), varying with time. As a result of the low current consumption of said device, the average achievable efficiency (hPA,m) for the high frequency power amplifier (104), obtained by means of the compression, can be significantly increased.

Description

Beschreibungdescription
Vorrichtung zur Regelung des Arbeitspunkts von quasi-linear arbeitenden Leistungsverstärkern für hochfrequente Nutzsigna- le mit Hilfe zweier RegelkreiseDevice for controlling the operating point of quasi-linear power amplifiers for high-frequency useful signals with the aid of two control loops
Im Bereich der Nachrichtenübertragung über die Luftschnittstelle sind verschiedene Modulationsverfahren gebräuchlich. Diese Modulationsverfahren werden dabei nach verschiedenen Gesichtspunkten klassifiziert. Eine Einteilung geht dabei von den durch die zu übertragende niederfrequente Nachricht veränderten (modulierten) Parametern Amplitude, Frequenz bzw. Phase einer sinusoidalen hochfrequenten Trägerschwingung aus. Dabei ergeben sich die drei Grundtypen Amplitudenmodulation (AM) , Frequenzmodulation (FM) und Phasenmodulation (PM) ; die beiden zuletzt genannten Modulationsarten FM und PM werden auch unter der Bezeichnung Winkelmodulation (WM) zusammenge- fasst. Eine weitere grundsätzliche Gliederung geht davon aus, ob das Linearitätsprinzip bei der Superposition mehrerer Ü- bertragungssignale gilt oder nicht; je nachdem unterscheidet man folglich zwischen linearen Modulationsverfahren und nicht-linearen Modulationsverfahren. Beispielsweise ist AM ein lineares Modulationsverfahren, FM und PM nicht. Desweiteren wird unterschieden zwischen Modulationsverfahren mit kon- stanter Hüllkurve und solchen mit Hüllkurven-Modulation. Zur ersten Gruppe gehört die im Allgemeinen nicht-lineare WM, während die AM naturgemäß eine Hüllkurven-Modulation aufweist. Eine weitere Möglichkeit zur Klassifikation der Modulationsverfahren besteht in der Unterscheidung zwischen ana- logen und digitalen Modulationsverfahren, je nachdem, ob es sich bei dem Nachrichtensignal um ein Analog- bzw. Digitalsignal ahandelt .Various modulation methods are used in the field of message transmission via the air interface. These modulation methods are classified according to different criteria. A division is based on the (modulated) parameters of the amplitude, frequency or phase of a sinusoidal high-frequency carrier oscillation which are modified (modulated) by the low-frequency message to be transmitted. The three basic types are amplitude modulation (AM), frequency modulation (FM) and phase modulation (PM); the last two types of modulation, FM and PM, are also called angle modulation (WM). Another basic structure is based on whether or not the linearity principle applies to the superposition of several transmission signals; depending on this, a distinction is made between linear modulation methods and non-linear modulation methods. For example, AM is a linear modulation method, FM and PM are not. Furthermore, a distinction is made between modulation methods with constant envelope and those with envelope modulation. The first group includes the generally non-linear WM, while the AM naturally has an envelope modulation. Another possibility for classifying the modulation methods is to differentiate between analog and digital modulation methods, depending on whether the message signal is an analog or digital signal.
Analoge Nachrichtensignale sind im Allgemeinen Multiplexsig- nale, Rundfunk- oder Fernsehsignale, die einen linearen Kanal benötigen. Die Leistungsverstärker der Signalsender in den zugehörigen Riehtfunksystemen sind jedoch nicht-linear. Aus diesem Grund verwendet man in diesem Fall analoge Modulationsverfahren mit konstanter Hüllkurve (meist FM) . Das erleichtert bei Rundfunk- und Fernsehsignalen die Übertragung der darin enthaltenen, extrem niederfrequenten Anteile.Analog message signals are generally multiplex signals, radio or television signals that require a linear channel. However, the power amplifiers of the signal transmitters in the associated radio systems are non-linear. Out For this reason, analog modulation methods with a constant envelope (mostly FM) are used in this case. This makes it easier for radio and television signals to transmit the extremely low-frequency components they contain.
Bei digitalen Modulationsverfahren besteht die Modulation in der eindeutigen symbolweisen Zuordnung von Parametersätzen (Amplitude, Frequenz und Phase) der Trägerschwingung zu den Symbolen eines Symbolvorrats. Auf der Empfangsseite wird das Signal durch Abtastung und Entscheidung wiedergewonnen. Die modulierte Trägerschwingung muss dort lediglich zu den Abtastzeitpunkten die Symbole darstellen, die die durch den Symbolvorrat festgelegten Parameter besitzen. Dieser Freiheitsgrad kann in der Puls- und Spektrumformung der Nachrich- tensignale im Basisband genutzt werden, um einerseits die infolge Nachbarkanalstörungen auftretenden Intersymbolinterfe- renzen zu verringern und andererseits eine größtmögliche Un- e pfindlichkeit bei der Wahl des Abtast- und Entseheidüngs- zeitpunkts zu erreichen.In digital modulation methods, the modulation consists in the unique symbol-by-symbol assignment of parameter sets (amplitude, frequency and phase) of the carrier oscillation to the symbols in a symbol set. On the receiving side, the signal is recovered by sampling and decision. The modulated carrier oscillation only has to represent the symbols at the sampling times that have the parameters defined by the symbol set. This degree of freedom can be used in the pulse and spectrum shaping of the message signals in the baseband, on the one hand to reduce the intersymbol interference occurring as a result of adjacent channel interference and on the other hand to achieve the greatest possible insensitivity in the selection of the sampling and deciding times.
Je nach Anwendungsfall kann bei der Auswahl eines Modulationsverfahrens für die Übertragung von Funksignalen die spektrale Effizienz oder die Leistungseffizienz im Vordergrund stehen. Bei modernen Riehtfunksyste en im Regional- und Orts- bereich mit sehr hohen Trägerfrequenzen f, etwa in einem Ü- bertragungsband zwischen f = 18 GHz bis 23 GHz, steht die Leistungseffizienz des verwendeten Übertragungsverfahrens im Vordergrund. Dabei ist einerseits zur Maximierung des Signal- zu-Stör-Verhältnisses S/N ein Modulationsverfahren mit mäßi- ger spektraler Effizienz η (also für η = 1...2 Bit/ (s -Hz)) zu wählen, andererseits ist auch darauf zu achten, dass die erforderliche Sendeleistung S mit möglichst großem Wirkungsgrad ηPA vom Leistungsverstärker des Signalsenders bereitgestellt werden kann. Aus diesem Grund wird in der Regel ein Modulati- onsverfahren ohne oder mit geringer Hüllkurven-Modulation gewählt, da dann der Leistungsverstärker des Signalsenders mit oder nahe bei seiner Sättigungsleistung betrieben werden kann. Da die komplexe Hüllkurve - abhängig von der verwendeten Pulsformung - zumindest annähernd konstant ist, werden diese Verfahren auch als sogenannte Phasenumtast-Modulations- verfahren (engl.: "Phase Shift Keying", PSK) bezeichnet. Spe- ziell bei quaternärer PSK (QPSK bzw. 4-PSK) kann durch den Einsatz der sogenannten Offset-Modulation (OQPSK) eine weitere Reduktion der Hüllkurven-Modulation erreicht werden. Dabei werden die Modulationssignale im I- und Q-Kanal um eine halbe Symbolperiode (Δtv = Ts/2 ) gegeneinander versetzt; die Sig- nalkonstellation von OQPSK ist also in der I-Q-Ebene um die Phasendifferenz Δφ = +45° = +π/4 rad gegenüber der Signalkonstellation von QPSK gedreht.Depending on the application, the selection of a modulation method for the transmission of radio signals can focus on spectral efficiency or power efficiency. In the case of modern regional radio systems in the regional and local area with very high carrier frequencies f, for example in a transmission band between f = 18 GHz to 23 GHz, the focus is on the power efficiency of the transmission method used. In order to maximize the signal-to-interference ratio S / N, a modulation method with moderate spectral efficiency η (ie for η = 1 ... 2 bits / (s -Hz)) must be selected, on the other hand, it should also be chosen to ensure that the required transmission power S can be provided by the power amplifier of the signal transmitter with the greatest possible efficiency η PA . For this reason, a modulation method with or without slight envelope modulation is generally chosen, since the power amplifier of the signal transmitter is then operated with or close to its saturation power can. Since the complex envelope curve is at least approximately constant, depending on the pulse shaping used, these methods are also referred to as so-called phase shift keying methods ("Phase Shift Keying", PSK). With quaternary PSK (QPSK or 4-PSK) in particular, a further reduction in envelope modulation can be achieved by using offset modulation (OQPSK). The modulation signals in the I and Q channels are offset by half a symbol period (Δt v = T s / 2); the signal constellation of OQPSK is thus rotated in the IQ plane by the phase difference Δφ = + 45 ° = + π / 4 rad compared to the signal constellation of QPSK.
Bei moderenen Mobilfunk-Standards sind teilweise bereits heu- te Modulationsverfahren mit nicht-konstanter Hüllkurve vorgesehen. In diesem Zusammenhang ist insbesondere der UMTS- Standard (mit dem Bandspreizverfahren W-CDMA) zu nennen, bei dem im Uplink eine simultane Modulation der Amplitude und Phase der Basisbandsignale Verwendung findet. Man spricht da- bei von dem sogenannten "Hybrid Phase Shift Keying" (HPSK) .In the case of modern mobile radio standards, modulation methods with a non-constant envelope are sometimes already provided today. In this context, the UMTS standard (with the spread spectrum method W-CDMA) should be mentioned in particular, in which a simultaneous modulation of the amplitude and phase of the baseband signals is used in the uplink. One speaks of the so-called "Hybrid Phase Shift Keying" (HPSK).
Insbesondere bei der Verstärkung von HPSK-modulierten Hochfrequenz-Signalen - beispielsweise in der Sendeendstufe eines Mobilfunk-Endgerätes - muss darauf geachtet werden, dass die Verstärkung mit sehr hoher Genauigkeit erfolgt, also frei von Amplitudenverzerrungen infolge von Nichtlinearitäten der Verstärker-Kennlinie sowie frei von Phasenverzerrungen. Die An- steuerung eines Verstärkers mit Signalamplituden im Bereich des Übergangs von Kleinsignal- zu Großsignal-Parametern be- wirkt nämlich bei einer Amplitudenmodulation (AM) am Eingangstor des Verstärkers eine zusätzlich zur Ampli udenmodulation (AM) auftretende Phasenmodulation (PM) am Ausgangstor des Verstärkers. Man spricht in diesem Zusammenhang von der sogenannten AM-PM-Umwandlung. Durch den nicht-linearen Cha- rakter der Übertragungsfunktion eines Hochfrequenz-Leistungs- verstärkers werden bei Großsignalbetrieb Amplituden- und Phasen-Verzerrungen im verstärkten Signal am Ausgangstor des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers erzeugt. Diese lassen sich im Allgemeinen durch den Amplituden-KompressionsfaktorIn particular when amplifying HPSK-modulated high-frequency signals - for example in the transmission output stage of a mobile radio terminal - care must be taken that the amplification is carried out with very high accuracy, i.e. free of amplitude distortions due to non-linearities of the amplifier characteristic and free of phase distortions , Actuating an amplifier with signal amplitudes in the area of the transition from small signal to large signal parameters, in the case of amplitude modulation (AM) at the input gate of the amplifier, causes a phase modulation (PM) occurring at the output gate of the amplifier in addition to amplitude modulation (AM) , In this context, one speaks of the so-called AM-PM conversion. Due to the non-linear character of the transfer function of a high-frequency power amplifier, amplitude and phase distortions in the amplified signal at the output gate of the High frequency power amplifier generated. These can generally be determined by the amplitude compression factor
ΔP./P. c = 1 -.DELTA.P. / P. c = 1 -
ΔPe/Pa ΔP e / P a
mit den Bezeichnungenwith the labels
Pe: Gleichsignal-Eingangsleistung des Verstärkers, Pa : Gleichsignal-Ausgangsleistung des Verstärkers, ΔPe: Änderung der Eingangs1eistung des Verstärkers, ΔPa: Änderung der Ausgangsleistung des VerstärkersP e : DC signal input power of the amplifier, P a : DC signal output power of the amplifier, ΔP e : Change in the input power of the amplifier, ΔP a : Change in the output power of the amplifier
bzw. durch den sogenannten AM-PM-Umwandlungsfaktoror by the so-called AM-PM conversion factor
k = Pe- (Δφ/ΔPe) (in °/dB)k = P e - (Δφ / ΔPe) (in ° / dB)
beschreiben. Die Größen c und k bestimmen den kubischen Differenzfaktordescribe. The quantities c and k determine the cubic difference factor
3 = 10-lg( ( c/2 ) 2+k2 ) (in dB), 3 = 10-lg ((c / 2) 2 + k 2 ) (in dB),
der bei der Aussteuerung der Übertragungskennlinie in den quasi-linearen Bereich eine Rolle spielt. Typische Werte für die AM-PM-Umwandlung eines Mikrowellen-Verstärkers liegen bei Phasenverzerrungen 7c von k ~ ±l°/dB bis ±5°/dB. Geringe nicht-lineare Phasenverzerrungen, die bei der Verstärkung eines amplitudenmodulierten Signals auftreten, können mathematisch beispielsweise durch ein Polynom dritten Grades oder mit Hilfe der Volterra-Reihen näherungsweise beschrieben wer- den. Die in den Mobilfunkstandards der Zukunft, beispielsweise dem bereits erwähnten UMTS-Standard, definierten digitalen Modulationsverfahren reagieren äußerst empfindlich auf verzerrungsbedingte Bitfehler. Werden mehrere Sendesignale übertragen oder enthält das Sendespektrum eines einzelnen Senders zeitgleich mehrere Frequenzanteile, wird das Sendespektrum zusätzlich durch sogenannte Intermodulationsprodukte f = | ml ' f Sl + 102 • f S2 + i"3 • f Ξ3 + • • • | mit den Frequenzen fSn der Sender Sn und den Faktoren nh. = 0, ±1, ±2, ±3 etc. V n e INthat plays a role in the control of the transmission characteristic in the quasi-linear range. Typical values for the AM-PM conversion of a microwave amplifier are at phase distortions 7c of k ~ ± 1 ° / dB to ± 5 ° / dB. Minor non-linear phase distortions that occur when amplifying an amplitude-modulated signal can be described mathematically, for example, by a third degree polynomial or with the help of the Volterra series. The digital modulation methods defined in the mobile radio standards of the future, for example the UMTS standard already mentioned, are extremely sensitive to bit errors due to distortion. If several transmission signals are transmitted or if the transmission spectrum of a single transmitter contains several frequency components at the same time, the transmission spectrum is additionally influenced by so-called intermodulation products f = | m l ' f Sl + 102 • f S2 + i "3 • f Ξ3 + • • • | with the frequencies f Sn of the transmitters S n and the factors n h . = 0, ± 1, ± 2, ± 3 etc. V ne IN
unerwünscht aufgeweitet. Üblicherweise werden bei Empfängern nur die Intermodulationsprodukteundesirably expanded. Usually only the intermodulation products are used by receivers
fi = |l"fsι ± l"-fs2| (Intermodulation 2. Ordnung, IM2) und fiM3 = 12 ■ fSι + l-fs2| (Intermodulation 3. Ordnung, IM3)fi = | l "fsι ± l" -fs2 | (2nd order intermodulation, IM2) and fi M3 = 12 ■ f S ι + l-fs 2 | (3rd order intermodulation, IM3)
betrachtet, häufig treten aber auch Fälle mit Intermodulati- onsprodukten höherer, vornehmlich fünfter Ordnung auf. Sie entstehen als Folge der nicht-linearen Kennlinien der an der Signalübertragung beteiligten Übertragungsglieder, sofern an diesen Übertragungsgliedern mehrere Sendesignale anliegen. Fallen Intermodulationsprodukte in das Nutzband des Empfängers, kommt es aufgrund der Nachbarkanal1eistung (engl.: "Ad- jacent Channel Power", ACP, bzw. "Adjacent Channel Leakage Ratio", ACLR) bei den durch diese Intermodulationsprodukte fm festgelegten Frequenzen zu Störungen des Empfangssignals. Aus den genannten Gründen sind in den Systemstandards bzw. Systemspezifikationen strenge Vorschriften bezüglich der zulässigen Amplituden- und Phasenfehler sowie der zulässigen Nachbarkanalleistung enthalten.considered, but cases with intermodulation products of higher, especially fifth order, often occur. They arise as a result of the non-linear characteristics of the transmission elements involved in the signal transmission, provided that several transmission signals are present at these transmission elements. If intermodulation products fall into the useful band of the receiver, the adjacent signal ("Adjacent Channel Power", ACP or "Adjacent Channel Leakage Ratio", ACLR) causes interference with the received signal at the frequencies determined by these intermodulation products fm , For the reasons mentioned, the system standards and system specifications contain strict regulations regarding the permissible amplitude and phase errors and the permissible adjacent channel power.
Die in den Spezifikationen von Verstärkern in Sende- und Empfangsgeräten für Hochfrequenz-Signale festgelegten Fehlergrenzen und Nachbarkanalleistungen können nur mit hochgradig linear arbeitenden Sendeverstärkern oder durch Einsatz zu- sätzlicher Vorverzerrer- bzw. EntzerrungsSchaltungen zur Linearisierung der Übertragungskennlinie eingehalten werden. Der lineare Betrieb eines Klasse-A-Verstärkers setzt beispielsweise voraus, dass der ldB-Ausgangskompressionspunkt des Verstärkers, also derjenige Ausgangsleistungspegel 10 -lg(Pa/lmW) (in dBm), bei der die Verstärkung G (in dB) eines Transistorverstärkers um ΔG = 1 dB kleiner ist als im Sättigungsbereich, deutlich oberhalb des Spitzenleistungspe- gels des Ausgangssignals liegt. Diese Anforderung ist bei der Auslegung sämtlicher Verstärkerstufen und Steuersignale des Verstärkers zu berücksichtigen. Bei einer solchen Auslegung des Verstärkers für die maximal bereitzustellende Ausgangs- leistung ergibt sich jedoch bei kleinen Leistungspegeln eine unnötig hohe Stromaufnahme. Der Wirkungsgrad des Verstärkers sinkt also mit abnehmendem Ausgangsleistungspegel schnell ab. Dies stellt einen ernst zu nehmenden Gebrauchswert-Nachteil für den Benutzer dar, weil es eine unnötig hohe Stromaufnahme und damit relativ kurze Ladezyklen für den Akku des Mobilfunk-Endgeräts mit sich bringt. Dies ist besonders gravierend bei künftigen Geräten nach dem UMTS-Standard, weil bei diesen der Sender im sogenannten Vollduplex-Betrieb kontinuierlich betrieben wird. Für diese Geräte muss folglich eine geringe Stromaufnahme gewährleistet werden.The error limits and neighboring channel powers specified in the specifications of amplifiers in transmitters and receivers for high-frequency signals can only be met with highly linear transmit amplifiers or by using additional predistortion or equalization circuits to linearize the transmission characteristic. The linear operation of a class A amplifier requires, for example, that the amplifier's ldB output compression point, that is, the output power level 10-lg (P a / lmW) (in dBm) at which the gain G (in dB) of a transistor amplifier ΔG = 1 dB is smaller than in the saturation range, clearly above the peak power gel of the output signal. This requirement must be taken into account when designing all amplifier stages and control signals of the amplifier. With such a design of the amplifier for the maximum output power to be provided, however, an unnecessarily high current consumption results at low power levels. The efficiency of the amplifier drops quickly with decreasing output power level. This represents a serious disadvantage in use value for the user, because it entails an unnecessarily high current consumption and thus relatively short charging cycles for the battery of the mobile radio terminal. This is particularly serious for future devices based on the UMTS standard, because with them the transmitter is operated continuously in so-called full-duplex mode. A low power consumption must therefore be guaranteed for these devices.
Leistungsverstärker werden nach ihrer Betriebsart in die Klassen A, AB, B und C eingeteilt, wobei der zulässige Bereich des vom jeweiligen Arbeitspunkt des Leistungsverstär- kers abhängigen Stromflusswinkels Θ (0 rad < Θ < π rad) als Klassifikationsmerkmal dient. Der Wirkungsgrad ηPA eines Leistungsverstärkers wächst dabei in Reihenfolge der alphabetischen Bezeichnung der verschiedenen Verstärkerklassen. Er ist definiert als das Verhältnis der an einer Lastimpedanz Zh abgegebenen Ausgangsleistung Pa am Ausgang eines Verstärker- Zweitors zur insgesamt aufgenommenen Leistung. Diese setzt sich zusammen aus der Eingangsleistung Pe am Eingang des Verstärker-Zweitors und der von der Betriebsspannungsquelle gelieferten Leistung PQ = Pa + Pth, wobei P die an die Umgebung abgeführte thermische Verlustleitung ist. Der Wirkungsgrad ηPA des Leistungsverstärkers ist somit für Gleichsignal- Leistungen gegeben durch die BeziehungPower amplifiers are divided into classes A, AB, B and C according to their operating mode, the permissible range of the current flow angle Θ (0 rad <Θ <π rad) depending on the respective operating point of the power amplifier being used as a classification feature. The efficiency η PA of a power amplifier increases in the order of the alphabetical designation of the different amplifier classes. It is defined as the ratio of the output power P a delivered at a load impedance Z h at the output of a two-port amplifier to the total power consumed. This is composed of the input power P e at the input of the amplifier two-port and the power PQ = P a + P t h supplied by the operating voltage source, where P is the thermal loss line dissipated to the environment. The efficiency η PA of the power amplifier is therefore given for DC signal powers by the relationship
ηPA = Pa/ ( Pe+Pθ ) = -Pa/ ( Pe+Pa+Pth) **= Pa/ ( Pa+Pth) für Pa » P( e <η P A = P a / (P e + Pθ) = -Pa / (Pe + Pa + Pth) ** = P a / (Pa + Pth) for P a »P ( e <
Herkömmliche lineare Hochfrequenz-Leistungsverstärker werden vor allem bei Einseitenbandsendern sowie im Bereich der Fern- sehsignalübertragung zur verzerrungsarmen Verstärkung von amplitudenmodulierten Schwingungen verwendet. Im Gegensatz zu breitbandigen Niederfrequenz-Leistungsverstärkern interessieren Verzerrungsprodukte hauptsächlich dann, wenn sie in den Durchlassbereich des meist schmalbandigen Hochfrequenz- Leistungsverstärkers fallen. Bei einer Erhöhung der Aussteuerung des Verstärkers steigt zwar der Wirkungsgrad ηs des Senders, aber noch stärker nehmen die Verzerrungsprodukte zu. Zur Verzerrungsminderung existieren mehrere Methoden, von de- nen manche mitunter gleichzeitig in einem Verstärker eingesetzt werden. Von diesen nach heutigem Stand der Technik gebräuchlichen Methoden werden im Folgenden einige beispielhaft aufgeführt .Conventional linear high-frequency power amplifiers are mainly used in single-sideband transmitters and in the area of remote visual signal transmission used for low-distortion amplification of amplitude-modulated vibrations. In contrast to broadband low-frequency power amplifiers, distortion products are of particular interest if they fall within the pass band of the mostly narrow-band high-frequency power amplifier. With an increase in the modulation of the amplifier, the efficiency η s of the transmitter increases, but the distortion products increase even more. There are several methods for reducing distortion, some of which are sometimes used simultaneously in an amplifier. Some of these methods that are common in the current state of the art are listed below.
Zur Linearisierung der Übertragungskennlinie einer nichtlinearen Verstärkeranordnung wird heute in konventionellen Sendeverstärkern (insbesondere bei Fernsehsendern) als zusätzliche Maßnahme beispielsweise eine Vorverzerrung des modulierten Sendesignals vorgenommen, mit der die nicht-lineare Übertragungskennlinie des eigentlichen Sendeverstärkers in- vers nachgebildet wird. Aus der additiven Überlagerung der realen Übertragungskennlinie des Verstärkers und des invers nachgebildeten Amplitudenganges eines modulierten Signals ergibt sich insgesamt eine annähernd lineare Übertragungsfunk- tion. Diese Maßnahme ist jedoch, wie andere Maßnahmen ähnlicher Art auch, in der elektronischen Realisierung relativ aufwendig und ermöglicht eine Linearisierung der Gesa t- Übertragungskennlinie nur bis zu einem gewissen Grade.In order to linearize the transmission characteristic of a nonlinear amplifier arrangement, in conventional transmission amplifiers (in particular in the case of television transmitters) an additional measure, for example, is a predistortion of the modulated transmission signal, with which the non-linear transmission characteristic of the actual transmission amplifier is simulated inversely. The additive superimposition of the real transmission characteristic of the amplifier and the inversely simulated amplitude response of a modulated signal results overall in an approximately linear transmission function. However, like other measures of a similar type, this measure is relatively complex to implement electronically and only allows the total transmission characteristic to be linearized to a certain degree.
Aus der Praxis des Anmelders ist es weiterhin bekannt, mit dem Ziel der Linearisierung einer Verstärkerkennlinie die Stromaufnahme einzelner Transistorstufen mit einer von der erwarteten Ausgangsleistung abhängigen Sollgröße zu vergleichen und die Arbeitspunkte der einzelnen Transistoren in Ab- hängigkeit vom Vergleichsergebnis nachzuführen. Zur Unterdrückung unerwünschter Nebeneffekte von Nichtlinea- ritäten der Verstärkerkennlinie eines Sendeverstärkers - nämlich der Aufweitung des Sendefrequenzspektru s durch Intermo- dulationseffekte (hauptsächlich dritter Ordnung) - sind Ge- genkopplungsverfahren bekannt, bei denen durch einen Vergleich des Leistungsdichtespektrums von unverzerrten Eingangssignalen und ihren verzerrten AusgangsSignalen sowie durch geeignete Amplituden- und Phaseneinstellung am Ausgang des Vergleichers die Intermodulationsprodukte als Fehlersig- nal aus dem Gesamtsignal abgetrennt werden. Das als Differenz zwischen Ausgangs- und Eingangssignal eines zu linearisieren- den Sendeverstärkers gewonnene Fehlersignal, also eine Schwingung, die praktisch nur aus Verzerrungen besteht, wird zur Intermodulations-Gegenkopplung über geeignete Koppelele- mente in eine Eingangsstufe des Sendeverstärkers eingespeist. Durch die Anwendung dieser zusätzlichen Maßnahme können allerdings nur die durch Nichtlinearitäten hervorgerufenen Intermodulationsprodukte minimiert werden.It is also known from the applicant's practice to compare the current consumption of individual transistor stages with a target variable dependent on the expected output power, and to track the operating points of the individual transistors as a function of the comparison result, with the aim of linearizing an amplifier characteristic curve. To suppress unwanted side effects of nonlinearities in the amplifier characteristic of a transmit amplifier - namely the broadening of the transmit frequency spectrum by means of intermodulation effects (mainly third order) - negative feedback methods are known in which a comparison of the power density spectrum of undistorted input signals and their distorted output signals and the intermodulation products are separated from the overall signal as an error signal by suitable amplitude and phase adjustment at the output of the comparator. The error signal obtained as the difference between the output and input signal of a transmit amplifier to be linearized, that is to say an oscillation which practically only consists of distortions, is fed into an input stage of the transmit amplifier for intermodulation negative feedback via suitable coupling elements. However, by using this additional measure, only the intermodulation products caused by nonlinearities can be minimized.
Ein weiteres aus der Praxis des Anmelders bekanntes Verfahren ermöglicht die Bewertung der Linearität einer Verstärker- Kennlinie sowie die Regelung der Transistor-Arbeitspunkte der einzelnen Verstärker-Transistorstufen. Zu diesem Zweck wird das durch geeignete Schaltungskomponenten ermittelte Verhält- nis aus Oberwellen- und Nutzleistung herangezogen. Bei diesem Verfahren werden die Kollektor- bzw. Drainströme der Transistoren eines Hochfrequenz-Leistungsverstärkers auf einen Mindestwert eingestellt, um die Erfüllung der geltenden Lineari- tätsanforderungen zu gewährleisten. Der Ausgangssignalpegel wird dabei über eine Variation des Eingangssignalpegels geregelt. Als Bewertungskriterium zur Bewertung der Linearität der Verstärker-Kennlinie dient der Quotient aus der Oberwellen- und Nutzsignalleistung des Signals am Ausgangstor des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers. In einer bevorzugten Aus- führungsform dieses Verfahrens wird der Eingangssignalpegel im Rahmen einer "klassischen" Leistungsregelung mit Hilfe einer Regelschleife geregelt. In einer anderen Ausführung wird die Steuerung des Eingangssignalpegels durch eine spezielle Steuereinheit unter Zugriff auf eine tabellenartig gespeicherte ZuOrdnungsvorschrift (engl.: "Look-Up Table") zwischen Verstärkungs- bzw. Aus- gangssignalpegelwerten und Eingangssignalpegelwerten ausgeführt. Eine solche Realisierung setzt das Vorhandensein entsprechender Speicher- und Verarbeitungsmittel voraus, ist a- ber bei einem mikroprozessorgesteuerten Gerät wie einem Mobiltelefon ohne weiteres möglich. In einer speziellen Ausbil- düng kann die erwähnte Steuerung des Eingangssignalpegels auch aufgrund von Steuersignalen erfolgen, die dem Sendegerät von außen zugeführt werden - beispielsweise im Rahmen des "Closed Loop Power Control" nach dem UMTS-Standard, wobei dem Mobiltelefon periodisch durch die Basisstation ein Befehl zur Einstellung des Sendeleistungspegels (Absenkung oder Erhöhung um einen bestimmten Betrag oder Faktor) übermittelt wird. Der Vorgang der Änderung des Eingangssignalpegels kann insbesondere als Variation der Dämpfung eines dem Verstärkereingang vorgelagerten Dämpfungsgliedes ablaufen.Another method known from the applicant's practice enables the linearity of an amplifier characteristic curve to be assessed and the transistor operating points of the individual amplifier-transistor stages to be regulated. For this purpose, the ratio of harmonic and useful power determined by suitable circuit components is used. With this method, the collector or drain currents of the transistors of a high-frequency power amplifier are set to a minimum value in order to ensure that the applicable linearity requirements are met. The output signal level is regulated by varying the input signal level. The quotient of the harmonic and useful signal power of the signal at the output port of the high-frequency power amplifier serves as the evaluation criterion for evaluating the linearity of the amplifier characteristic. In a preferred embodiment of this method, the input signal level is regulated as part of a "classic" power control with the aid of a control loop. In another embodiment, the control of the input signal level is carried out by a special control unit with access to a look-up table stored between the amplification and output signal level values and the input signal level values. Such an implementation presupposes the presence of appropriate storage and processing means, but is readily possible with a microprocessor-controlled device such as a cell phone. In a special training, the aforementioned control of the input signal level can also take place on the basis of control signals which are supplied to the transmitting device from outside - for example as part of the "Closed Loop Power Control" according to the UMTS standard, the cell phone being periodically activated by the base station Command for setting the transmission power level (reduction or increase by a certain amount or factor) is transmitted. The process of changing the input signal level can take place in particular as a variation of the attenuation of an attenuator upstream of the amplifier input.
In einem bereits vorgeschlagenen Verfahren zur Steigerung des Wirkungsgrades von Hochfrequenz-Leistungsverstärkern werden der jeweilige minimale Kollektor- bzw. Drainstrom ic(t) bzw. iD(t) (in A) und/oder die Versorgungsspannung uv(t) (in V) der einzelnen Transistorstufen eines Hochfrequenz- Leistungsverstärkers geregelt. Der Ausgangsleistungspegel 10 -lg(pa( ) /1mW) (in dBm) des Verstärkers kann dabei über die Variation des Eingangsleistungspegels 10 • lg (pe( ) /1mW) (in dBm) in einer Leistungsregelschleife geregelt werden. Die Re- gelung der Ströme ic(£) bzw. iD(t) bzw. der Spannung uv(t) geschieht dabei über die Konstanthaltung des Kompressionsgrades c(t) dieses Hochfrequenz-Leistungsverstärkers in einer von der Leistungsregelschleife getrennten Regelschleife. Als Maß für den Kompressionsgrad c(t) dient das Verhältnis vom PMR des Ausgangssignals zum PMR des Eingangssignals. Das PMRIn a previously proposed method for increasing the efficiency of high-frequency power amplifiers, the respective minimum collector or drain current i c (t) or i D (t) (in A) and / or the supply voltage u v (t) (in V) regulated the individual transistor stages of a high-frequency power amplifier. The output power level 10-lg (p a () / 1mW) (in dBm) of the amplifier can be regulated in a power control loop by varying the input power level 10 • lg (p e () / 1mW) (in dBm). The currents i c (£) or i D (t) or the voltage u v (t) are controlled by keeping the degree of compression c (t) of this high-frequency power amplifier constant in a control loop which is separate from the power control loop. The ratio of the PMR of the output signal to the PMR of the input signal serves as a measure of the degree of compression c (t). The PMR
(engl.: "Peak-to-Mean Ratio", in dB) eines zeitvarianten Signals der Leistung p(t) entspricht dabei dem Quotienten aus der momentanen Spitzenwertleistung Ppea (t) (in W) und der momentanen Mittelwertleistung pavg(t) (in W) dieses Signals. Das PMR des Verstärker-Eingangssignals wird durch das verwendete Modulationsverfahren und durch das Sendesignal bestimmt. Bei Verwendung des Bandspreizverfahrens W-CDMA als Kodierung kann der Einfluss des Modulationssignals auf das PMR aufgrund der zusätzlichen Signalspreizung mit einem Spreizkode hoher Chiprate vernachlässigt werden. Für die beim Mobilfunkstandard UMTS im Uplink verwendete HPSK als Modulationsverfahren gilt: PMRHPSK ~ 3,5 dB. Mit Hilfe dieses Verfahrens kann der Arbeitspunkt der Transistorstufen des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers derart geregelt werden, dass das PMR des Signals am Ausgangstor des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers (innerhalb vorgebbarer Toleranzgrenzen) konstant bleibt. Eine Ver- ringerung des PMR kann durch eine Kompression des Spitzen- wertleistungspegels 10 • lg ( peak( t) /1mW) (in dBm) verursacht werden. Dies kann durch eine Abregelung des Kollektor- bzw. Drainstroms ic(t) bzw. iD(t) und/oder der Versorgungsspannung uv(t) geschehen respektive durch eine Erhöhung des Sendesig- nalpegels 10 • lg(pe ( ) /1mW) . Die im Mobilfunkbereich gängigen Halbleitertechnologien (HBT, Bipolar, MESFET) , die bei der Entwicklung von Hochfrequenz-Leistungsverstärkern zum Einsatz kommen, weisen eine starke Korrelation zwischen dem Kompressionsgrad c(t) eines Leistungsverstärkers und der gemessenen Nachbarkanalleistung (ACLR) auf. Infolge der Regelung des(English: "peak-to-mean ratio", in dB) of a time-variant signal of the power p (t) corresponds to the quotient the current peak power Pp ea (t) (in W) and the current average power p avg (t) (in W) of this signal. The PMR of the amplifier input signal is determined by the modulation method used and by the transmission signal. When using the band spreading method W-CDMA as coding, the influence of the modulation signal on the PMR can be neglected due to the additional signal spreading with a spreading code of a high chip rate. The following applies to the HPSK used for the UMTS cellular standard in the uplink: PMR HPSK ~ 3.5 dB. With the aid of this method, the operating point of the transistor stages of the high-frequency power amplifier can be regulated in such a way that the PMR of the signal at the output gate of the high-frequency power amplifier remains constant (within predefined tolerance limits). A reduction in the PMR can be caused by compression of the peak power level 10 • lg (peak (t) / 1mW) (in dBm). This can be done by reducing the collector or drain current ic (t) or i D (t) and / or the supply voltage u v (t) or by increasing the transmission signal level 10 • lg (p e () / 1mW). The semiconductor technologies common in the mobile radio sector (HBT, bipolar, MESFET), which are used in the development of high-frequency power amplifiers, have a strong correlation between the degree of compression c (t) of a power amplifier and the measured adjacent channel power (ACLR). As a result of the regulation of the
Kompressionsgrades c(fc) kann somit also auch die Nachbarkanalleistung (ACLR) näherungsweise konstant gehalten werden, woraus eine Minimierung des Gesamtstromverbrauchs resultiert.Degree of compression c (fc) can therefore also keep the adjacent channel power (ACLR) approximately constant, which results in a minimization of the total power consumption.
Bei der praktischen Realisierung dieses Vorschlags wird ein logarithmischer Verstärker (engl.: "True Logarithmic Amplifier") für hochfrequente Sendesignale (HFNS) verwendet. Das Eingangssignal wird dabei zunächst von einer Detektordiode gleichgerichtet und dann über einen Verstärker mit logarith- mischer Übertragungsfunktion verstärkt. Bezeichnet man die Spannungsamplitude der zeitvarianten EingangsSpannung ue(t) mit Ue und die der zeitvarianten AusgangsSpannung ua(t) mit üa, so ergibt sich der proportionale ZusammenhangIn the practical implementation of this proposal, a logarithmic amplifier ("True Logarithmic Amplifier") is used for high-frequency transmission signals (HFNS). The input signal is first rectified by a detector diode and then amplified by an amplifier with a logarithmic transfer function. Is the voltage amplitude of the time-variant input voltage u e (t) with U e and that of the time-variant output voltage u a (t) with ü a , the proportional relationship results
üa = a-lg(üe/üo) ,ü a = a-lg (üe / üo),
wobei ü eine vorgebbare Referenz-Gleichspannung (in V) und a die Steigung der Übertragungsfunktion (in mV/dB) ist. Ein typischer Wert für die Steigung a ist a = 25 mV/dB. Bei der Verstärkung bleibt die Phaseninformation des Eingangssignals ue(t) erhalten. Aufgrund der logarithmischen Kennlinie werden jedoch kleine Signalamplituden mehr verstärkt als große Signalampli uden. Folglich erzeugt ein sinusoidales Eingangssignal ue(t) ein nicht-sinusoidales Ausgangssignal ua(t).where ü is a predefinable reference DC voltage (in V) and a is the slope of the transfer function (in mV / dB). A typical value for the slope a is a = 25 mV / dB. The phase information of the input signal u e (t) is retained during the amplification. Due to the logarithmic characteristic, however, small signal amplitudes are amplified more than large signal amplitudes. Consequently, a sinusoidal input signal u e (t) produces a non-sinusoidal output signal u a (t).
Der schaltungstechnische Aufwand zur Erzeugung eines logarithmischen Verstärkers für Analogsignale ist verhältnismäßig groß. Aus diesem Grund verwendet man in der Praxis analoge Schaltungen, die eine approximierte logarithmische Übertragungsfunktion generieren. Im Niederfrequenz-Bereich kann die logarithmische Übertragungsfunktion angenähert werden, indem man beispielsweise zwei antiparallel geschaltete Dioden als Rückkopplungselement eines Operationsverstärkers einsetzt. Im Hochfrequenzbereich wird die logarithmische Übertragungsfunk- tion in der Regel durch Aneinanderfügen linearer Kennlinien- stücke approximiert.The circuitry required to generate a logarithmic amplifier for analog signals is relatively large. For this reason, analog circuits are used in practice that generate an approximated logarithmic transfer function. In the low-frequency range, the logarithmic transfer function can be approximated by using, for example, two diodes connected in antiparallel as the feedback element of an operational amplifier. In the high-frequency range, the logarithmic transmission function is usually approximated by joining together linear characteristic pieces.
Eine Schwierigkeit ist ferner, dass logarithmische Verstärker nach diesem Schaltungsprinzip üblicherweise auf Frequenzen f unterhalb einer Grenzfrequenz £G = 1 GHz beschränkt sind. Das Sendesignal muss ggf. auf eine niedrige Zwischenfrequenz fz (mit fz < f" G) heruntergemischt werden. Ein weiterer Nachteil logarithmischer Verstärker ist unter Umständen der begrenzte Dynamikbereich. Ferner muss durch geeignete Maßnahmen dafür Sorge getragen werden, dass kapazitive bzw. induktive Inter- aktionen zwischen dem auf eine niedrige Zwischenfrequenz fz heruntergemischten Sendesignal und sonstigen im Gesamtsystem vorhandenen Signalen die Systemfunktionen nicht beeinträchti- gen könenn. Dies kann beispielsweise durch eine geeignete Layoutauslegung beim Entwurf der Schaltungsanordnung für einen logarithmischen Verstärker bzw. durch Einführung von geeigneten Abschirmungen für kapazitive bzw. induktive Störsignale geschehen. Für hohe Übertragungsqualität sind logarithmische Verstärker mit hohem Dynamikbereich und mit großer Bandbreite erforderlich. Daraus resultieren jedoch als Nachteile ein hoher schaltungstechnischer Aufwand sowie ein hoher Stromverbrauch.Another difficulty is that logarithmic amplifiers according to this circuit principle are usually limited to frequencies f below a cut-off frequency £ G = 1 GHz. The transmission signal may have to be mixed down to a low intermediate frequency f z (with f z <f " G ). Another disadvantage of logarithmic amplifiers is the limited dynamic range. In addition, suitable measures must be taken to ensure that capacitive or inductive Interactions between the transmitted signal mixed down to a low intermediate frequency f z and other signals present in the overall system do not impair the system functions. gen can. This can be done, for example, by a suitable layout design when designing the circuit arrangement for a logarithmic amplifier or by introducing suitable shields for capacitive or inductive interference signals. Logarithmic amplifiers with a high dynamic range and a large bandwidth are required for high transmission quality. However, this results in disadvantages of high circuit complexity and high power consumption.
Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung zur Regelung des Arbeitspunktes eines Leistungsverstarkers anzugeben, welche oben genannte Nachteile zumindest teilweise vermeidet.The present invention is therefore based on the object of specifying a device for regulating the operating point of a power amplifier which at least partially avoids the disadvantages mentioned above.
Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung mit den Merkmalen nach Patentanspruch 1 gelöst. Weiterbildungen ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen.This object is achieved by a device with the features of claim 1. Further developments result from the dependent claims.
Die Erfindung beruht demnach auf dem Gedanken, im Gegensatz zu dem oben beschriebenen Vorschlag zur Regelung der Ausgangsleistung von Hochfrequenz-Leistungsverstärkern kommt die erfindungsgemäße Lösung ohne die Verwendung eines logarithmischen Verstärkers für breitbandige Signale mit großem Dyna- mikbereich aus. Infolgedessen kann auf Schaltungskomponenten, die eine Frequenzmischung des hochfrequenten Nutzsignals (HFNS) auf eine niederfrequente Zwischenfrequenz fz innerhalb der Bandbreite des Verstärkers vornehmen, verzichtet werden. Anstelle des schaltungstechnisch nur unter großem Aufwand zu realisierenden logarithmischen Detektors hoher Bandbreite und großem Dynamikbereich kann eine einfach zu realisierende Detektordiode für Hochfrequenzsignale verwendet werden. Somit wird die Auslegung eines Systems zur Regelung von Hochfrequenz-Leistungsverstärkern für breitbandige Nutzsignale er- möglicht. Mit Hilfe des erfindungsgemäßen Lösungsprinzips wird außerdem gewährleistet, dass die Übertragungskennlinie des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers unempfindlicher auf die temperaturabhängigen Eigenschaften der Detektordiode und anderer elektronischer Bauelemente, die im Rahmen der erfindungsgemäßen Lösung vorteilhaft eingesetzt werden, reagiert. Im Vergleich zum Stand der Technik kommt die erfindungsgemäße Lösung bei gleicher Qualität des Verstärker-Übertragungsverhaltens mit einem wesentlich geringeren Stromverbrauch aus. Vorteilhaft wirkt sich ferner aus, dass alle im Rahmen der erfindungsgemäßen Lösung eingesetzten Verstärker-Bauelemente mit preisgünstigen (Operations-)Verstärkern niedri- ger Übertragungsqualität realisiert werden können, ohne dass dadurch die Qualität der Leistungsregelung für das Signal am Ausgangstor des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers vermindert wird.The invention is therefore based on the idea that, in contrast to the proposal described above for regulating the output power of high-frequency power amplifiers, the solution according to the invention manages without the use of a logarithmic amplifier for broadband signals with a large dynamic range. As a result, circuit components which mix the high-frequency useful signal (HFNS) to a low-frequency intermediate frequency f z within the bandwidth of the amplifier can be dispensed with. Instead of the logarithmic detector of high bandwidth and large dynamic range, which can only be implemented with great effort in terms of circuitry, an easily implemented detector diode for high-frequency signals can be used. This enables the design of a system for controlling high-frequency power amplifiers for broadband useful signals. The solution principle according to the invention also ensures that the transmission characteristic of the high-frequency power amplifier is less sensitive to the temperature-dependent properties of the detector diode and other electronic components, which are used advantageously in the context of the solution according to the invention. In comparison to the prior art, the solution according to the invention manages with the same quality of the amplifier transmission behavior with a significantly lower power consumption. It is also advantageous that all amplifier components used in the solution according to the invention can be implemented with inexpensive (operational) amplifiers of low transmission quality without the quality of the power control for the signal at the output port of the high-frequency power amplifier being reduced thereby ,
Weitere Vorteile und Zweckmäßigkeiten der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen sowie der nachfolgenden Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels, das in der Figur 1 skizziert ist. Im Detail zeigtFurther advantages and advantages of the invention emerge from the subclaims and the following description of a preferred exemplary embodiment, which is outlined in FIG. Shows in detail
Figur 1 ein Funktions-Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Regelung des Arbeitspunktes eines Hochfrequenz-Leistungsverstärkers, der als Sendeverstärker in einem Signalsender für Hochfrequenz- Signale (HFNS) als Schaltungskomponente integriert ist.Figure 1 is a functional block diagram of a circuit arrangement for controlling the operating point of a high-frequency power amplifier, which is integrated as a transmission amplifier in a signal transmitter for high-frequency signals (HFNS) as a circuit component.
Der Hochfrequenz-Leistungsverstärker 104 wird dabei so geregelt, dass er den zur Durchführung der HPSK-Modulation eines Nutzsignals hohen Linearitätsanforderungen genügt. Zu diesem Zweck wird der Kompressionsgrad (c(fc)) dieses Leistungsverstärkers 104 mit Hilfe eines Steuersignals (SSi) in einer ersten Regelschleife 102, bestehend aus einem Steuerzweig (SZi) und einem Rückkopplungszweig (RZi) , geregelt, woraus eine Steigerung des durch die Kompression erzielbaren mittle- ren Wirkungsgrads (ηPA,m) des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers 104 resultiert. Dazu wird der Kompressionsgrad (c(t)), also das Verhältnis aus Spitzenwert- und Mittelwertleistung (engl.: "Peak-to-Mean Ratio", PMR) des hochfrequenten Nutzsignals (HFNS) am Ausgangstor des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers 104, näherungsweise auf einem konstanten Wert gehalten. Es ist dabei vorgesehen, dass das Steuersignal (SSi) als Ausgangssignal einer zweiten Regelschleife 103, bestehend aus einem Steuerzweig (SZ2) und einem Rückkopplungszweig (RZ ) , gewonnen wird. Mit Hilfe dieser zweiten Regelschleife ist es möglich, das hochfrequente Eingangssignal der Detektordiode 107 innerhalb vorgebbarer Toleranzgrenzen näherungsweise kon- stant zu halten.The high-frequency power amplifier 104 is regulated so that it meets the high linearity requirements for carrying out the HPSK modulation of a useful signal. For this purpose, the degree of compression (c (fc)) of this power amplifier 104 is controlled with the aid of a control signal (SSi) in a first control loop 102, consisting of a control branch (SZi) and a feedback branch (RZi), which results in an increase in the Compression achievable average efficiency (η PA , m ) of the high-frequency power amplifier 104 results. For this purpose, the degree of compression (c (t)), i.e. the ratio of peak value and mean value output (English: "Peak-to-Mean Ratio", PMR) of the high-frequency useful signal (HFNS) at the output port of the high-frequency power amplifier 104, kept approximately at a constant value. It is provided that the control signal (SSi) is obtained as the output signal of a second control loop 103, consisting of a control branch (SZ 2 ) and a feedback branch (RZ). With the aid of this second control loop, it is possible to keep the high-frequency input signal of the detector diode 107 approximately constant within predefinable tolerance limits.
Mit Hilfe dieses Verfahren lässt sich, unabhängig von der bereitzustellenden Ausgangsleistung, permanent ein auf einen hohen Wirkungsgrad (ηPA,m) optimierter Arbeitspunkt eines Hochfrequenz-Leistungsverstärkers beibehalten. Speziell bei geringer Aussteuerung des Verstärkers kann die Stromaufnahme deutlich reduziert werden. Werden derartig optimierte Leistungsverstärker beispielsweise zur Verstärkung der Sendeleistung von Mobiltelefon-Applikationen eingesetzt, kann die La- dezykluszeit für die Akkus des Mobiltelefons spürbar verlängert werden. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht auf Mobiltelefon-Applikationen beschränkt, sondern kann auch bei einer Vielzahl von Anwendungen erfolgreich eingesetzt werden, die bei Kenntnis dieser Anmeldung im Rahmen fachgemäßen Han- delns liegen.With the help of this method, regardless of the output power to be provided, an operating point of a high-frequency power amplifier that is optimized for high efficiency (η PA , m ) can be permanently maintained. The current consumption can be significantly reduced, especially when the amplifier is only slightly driven. If such optimized power amplifiers are used, for example, to amplify the transmission power of mobile phone applications, the charging cycle time for the batteries of the mobile phone can be noticeably extended. However, the present invention is not limited to mobile phone applications, but can also be used successfully in a large number of applications which, when this application is known, are within the scope of professional action.
Die zweite Regelschleife 103 zur Gewinnung des Steuersignals konstanter Leistung (SSi) kann dabei als Schaltungskomponente im Rückkopplungszweig (RZi) der ersten Regelschleife 102 ent- halten sein.The second control loop 103 for obtaining the control signal of constant power (SSi) can be contained as a circuit component in the feedback branch (RZi) of the first control loop 102.
Im Steuerzweig (SZ-*.) der ersten Regelschleife 102 kann ein Richtkoppler 105 enthalten sein, mit dessen Hilfe eine Auskopplung der einfallenden Welle der vom Hochfrequenz- Leistungsverstärker 104 verstärkten hochfrequenten Nutzsignale (HFNS) mit der komplexen Wellenamplitude a erreicht wird. Alternativ kann zur Auskopplung der einfallenden Welle auch ein ein- und ausgangsseitig angepasster, entkoppelter 3dB- Leistungsteiler verwendet werden. In einem speziellen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist der RichtkopplerA directional coupler 105 can be contained in the control branch (SZ- *.) Of the first control loop 102, with the aid of which a coupling out of the incident wave of the high-frequency useful signals (HFNS) amplified by the high-frequency power amplifier 104 with the complex wave amplitude a is achieved. Alternatively, it is also possible to decouple the incident wave a decoupled 3dB power divider adapted on the input and output side can be used. In a special embodiment of the present invention, the directional coupler
105 dem Hochfrequenz-Leistungsverstärker 104 nachgeschaltet. Der Richtkoppler 105 koppelt dabei einen Teil der Verstärker- Ausgangsleistung auf dem Signalweg zu einer Antenne 117 aus .105 downstream of the high-frequency power amplifier 104. The directional coupler 105 decouples part of the amplifier output power on the signal path to an antenna 117.
In diesem speziellen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist im Steuerzweig (SZ2) der zweiten Regelschleife 103 ein Hochfrequenz-Verstärker 106 mit näherungsweise linearer Übertragungsfunktion im Kleinsignalbereich sowie mit einstellbarem Verstärkungsfaktor (G) (engl.: "Variabel Gain Amplifier", VGA) für hochfrequente Nutzsignale (HFNS) enthalten, mit dessen Hilfe eine regelbare Verstärkung der vom Richtkoppler 105 ausgekoppelten Leistung der hochfrequentenIn this special exemplary embodiment of the present invention, in the control branch (SZ 2 ) of the second control loop 103 there is a high-frequency amplifier 106 with an approximately linear transfer function in the small signal range and with an adjustable gain factor (G) ("Variable Gain Amplifier", VGA) for high frequencies Contain useful signals (HFNS), with the help of which a controllable amplification of the output of the directional coupler 105 of the high-frequency
Nutzsignale (HFNS) erreicht wird. Dem Eingang dieses Verstärkers 106 wird ein durch den Richtkoppler 105 abgezweigter Signalanteil des hochfrequenten Nutzsignals (HFNS) zugeführt. Dieser gelangt zu einer Detektordiode 107, welche den Nutz- leistungsanteil des Gesamt-AusgangsSignals des Hochfrequenz- Leistungsverstärkers 104 ermittelt. Der Frequenz- bzw. Temperaturgang des Verstärkers 106 wird mit Hilfe der zweiten Regelschleife 103 ausgeregelt. Der Regelbereich des VerstärkersUseful signals (HFNS) is reached. A signal component of the high-frequency useful signal (HFNS) branched off by the directional coupler 105 is fed to the input of this amplifier 106. This arrives at a detector diode 107, which determines the useful power component of the total output signal of the high-frequency power amplifier 104. The frequency or temperature response of the amplifier 106 is corrected using the second control loop 103. The control range of the amplifier
106 wird vorteilhaft so ausgelegt, dass zumindest der ge- wünschte Arbeitsbereich des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers 104 abgedeckt ist und zusätzlich Toleranzen bezüglich der Betriebsfrequenz, Temperatur, Alterung und VersorgungsSpannung der Verstärker-Anordnung 101 berücksichtigt werden. Die im Blockschaltbild 101 angegebenen Leistungspegel gelten bei- spielhaft für Ausgangspegel des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers 104 zwischen -27 dBm und +23 dBm. Der Verstärker 106 ist zweckmäßigerweise so auszulegen, dass sich das PMR des an seinem Eingangstor anliegenden Hochfrequenzsignals beim Passieren des Verstärkers nicht ändert. Zu diesem Zweck muss der Verstärker 106 strenge Linearitätsanforderungen erfüllen. Im Steuerzweig (SZ2) der zweiten Regelschleife 103 ist eine Schottky-Diode als Detektordiode 107 für hochfrequente Nutzsignale (HFNS) vorgesehen, die mit dem Ausgangstor des Hochfrequenz-Verstärkers 106 mit einstellbarem Verstärkungsfaktor (G) verbunden ist. Mit ihrer Hilfe kann die hochfrequente106 is advantageously designed in such a way that at least the desired working range of the high-frequency power amplifier 104 is covered and tolerances with regard to the operating frequency, temperature, aging and supply voltage of the amplifier arrangement 101 are also taken into account. The power levels specified in block diagram 101 apply, for example, to output levels of the high-frequency power amplifier 104 between -27 dBm and +23 dBm. The amplifier 106 is expediently to be designed such that the PMR of the high-frequency signal present at its input gate does not change when it passes the amplifier. For this purpose, amplifier 106 must meet strict linearity requirements. In the control branch (SZ 2 ) of the second control loop 103, a Schottky diode is provided as a detector diode 107 for high-frequency useful signals (HFNS), which is connected to the output gate of the high-frequency amplifier 106 with an adjustable gain factor (G). With their help, the high-frequency
Ausgangsleistung des Verstärkers 106, also der Nutzleistungsanteil des hochfrequenten Signals am Ausgangstor des Verstärkers 106, gemessen werden. Der Spannungsabfall an einem ange- passten Abschlusswiderstand (bzw. Innenwiderstand der Detek- tordiode 107) wird dabei von der Detektordiode 107 gleichgerichtet. Der Gleichanteil des gemessenen Dioden- AusgangsSignals dient dabei als Maß für die Leistung des am Eingangstor der Detektordiode 107 anliegenden Hochfrequenzsignals. Mit Hilfe der zweiten Regelschleife 103 wird gewähr- leistet, dass die Detektordiode 107 stets in demselben Hochfrequenz-Arbeitspunkt betrieben wird. Dadurch ist der Einsatz einfacher und kostengünstiger Detektordioden 107 möglich. Niedrige Eingangsleistungspegel können bei der Detektordiode 107 zu Messfehlern infolge von ThermoSpannungen am Eingangs- tor führen. Der Temperaturgang der Detektordiode 107 ist nicht-linear und vom Eingangsleistungspegel abhängig. Er kann jedoch im vorliegenden Ausführungsbeispiel der Erfindung nach Figur 1 vernachlässigt werden, solange die Steigung der Übertragungsfunktion der verwendeten Detektordiode 107 (also das PMR) im interessierenden Dynamikbereich - innerhalb vorgebbarer Toleranzgrenzen - näherungsweise konstant bleibt, da das Ausgangssignal der Detektordiode 107 einer Differenzmessung unterzogen wird.Output power of the amplifier 106, that is, the useful power component of the high-frequency signal at the output port of the amplifier 106, are measured. The voltage drop across an adapted terminating resistor (or internal resistance of the detector diode 107) is rectified by the detector diode 107. The direct component of the measured diode output signal serves as a measure of the power of the high-frequency signal present at the input gate of the detector diode 107. The second control loop 103 ensures that the detector diode 107 is always operated at the same high-frequency operating point. This makes it possible to use simple and inexpensive detector diodes 107. Low input power levels can lead to measurement errors in the detector diode 107 due to thermal voltages at the input gate. The temperature response of the detector diode 107 is non-linear and depends on the input power level. However, it can be neglected in the present exemplary embodiment of the invention according to FIG. 1, as long as the slope of the transfer function of the detector diode 107 used (i.e. the PMR) remains approximately constant in the dynamic range of interest - within predefinable tolerance limits - since the output signal of the detector diode 107 is subjected to a differential measurement ,
Zur Ermittlung des PMR werden Spitzenwert- und Mittelwertleistung des hochfrequenten Signals am Ausgangstor der Detektordiode 107 bestimmt. Der Rückkopplungszweig (RZi) der ersten Regelschleife 102 enthält zu diesem Zweck einen Schaltungsknoten 115 mit einer Verzweigung in eine Parallelschal- tung, bestehend aus zwei Signalpfaden (SPi und SP2) . Dabei verfügt der erste Signalpfad (SPi) über einen Spitzenwert- Detektor 108, welcher zur Ermittlung der Signalspitzen im hochfrequenten Nutzsignal (HFNS) am Ausgangstor der Detektordiode 107 dient.In order to determine the PMR, the peak value and average power of the high-frequency signal at the output gate of the detector diode 107 are determined. For this purpose, the feedback branch (RZi) of the first control loop 102 contains a circuit node 115 with a branching into a parallel circuit, consisting of two signal paths (SPi and SP 2 ). The first signal path (SPi) has a peak value detector 108, which is used to determine the signal peaks in the high-frequency useful signal (HFNS) at the output gate of the detector diode 107 is used.
Der zweite Signalpfad (SP2) verfügt über einen Mittelwert- Detektor 109, welcher zur Bestimmung des arithmetischen Mittelwerts des hochfrequenten Nutzsignals (HFNS) am Ausgangstor der Detektordiode 107 dient. Der Verstärkungsfaktor (G) des Hochfrequenz-Verstärkers 106 wird dabei mittels der zweiten Regelschleife 103 so geregelt, dass sich am Ausgangstor des Verstärkers 106 ein vom Wert des Leistungspegels an seinemThe second signal path (SP 2 ) has a mean value detector 109, which is used to determine the arithmetic mean value of the high-frequency useful signal (HFNS) at the output gate of the detector diode 107. The gain factor (G) of the high-frequency amplifier 106 is regulated by means of the second control loop 103 in such a way that the value of the power level at the output gate of the amplifier 106 changes
Eingangstor unabhängiger Mittelwertleistungspegel (Forderung: 10 -lg(Pavg( t) /1mW) dBm = const.!) ergibt.Entrance gate independent mean power level (requirement: 10 -lg (Pavg (t) / 1mW) dBm = const.!) Results.
In diesem speziellen Ausführungsbeispiel ist ferner im Rück- kopplungszweig (RZi) der ersten Regelschleife 102 ein nicht- invertierender SummationsVerstärker 110 für Spannungssignale enthalten, der zur Addition der mit (-1) multiplizierten zeitvarianten Spannung upeak(t) (Istwert Nr. 1) am Ausgangstor des Spitzenwert-Detektors 108, zur Addition der zeitvarianten Spannung uavg(t) (Istwert Nr. 2) am Ausgangstor des Mittelwert-Detektors 109 zum Zweck einer Ermittlung des Kompressionsgrads c(t) (PMR) sowie zur Addition einer vorgebbaren zeitinvarianten Spannung C7c,soiι (Sollwert) zum Zweck einer externen Steuerung des Kompressionsgrads c(t) (PMR) dient. Mit Hilfe der Spannung ü" c,soiι ist es möglich, größere Frequenzabhängigkeiten der Übertragungskennlinie des Hochfrequenz- Leistungsverstärkers 104, die vor allem bei Mehrbandbetrieb auftreten, auszugleichen.In this special exemplary embodiment, the feedback branch (RZi) of the first control loop 102 also contains a non-inverting summation amplifier 110 for voltage signals which is used to add the time-variant voltage u pea k (t) (actual value No. 1) multiplied by (-1) ) at the output gate of the peak value detector 108, for adding the time-variant voltage u avg (t) (actual value No. 2) at the output gate of the mean value detector 109 for the purpose of determining the degree of compression c (t) (PMR) and for adding a predeterminable one time-invariant voltage C7 c , soiι (setpoint) for the purpose of external control of the degree of compression c (t) (PMR) is used. With the aid of the voltage u " c , soiι, it is possible to compensate for larger frequency dependencies of the transmission characteristic of the high-frequency power amplifier 104, which occur particularly in multi-band operation.
Im Rückkopplungszweig (RZi) der ersten Regelschleife 102 befindet sich bei diesem speziellen Ausführungsbeispiel ein nicht-invertierender Integrationsverstärker 111, der zur Erzeugung einer zeitvarianten Spannung ( uPA,control ( t) ) bzw. eines zeitvarianten Stroms (iPA,Controi ( t) ) als Steuersignal (SSi) für den Hochfrequenz-Leistungsverstärker 104 dient. Aufgrund der Leistungsregelung liegt am Eingangstor der Detektordiode 107 stets ein Signal mit (abgesehen von der Hüllkurvenschwankung infolge der Amplitudenmodulation des Ausgangssignals) konstantem Mittelwertleistungspegel 10 -lg (pavg( t) /1mW) (in dBm) an.In this particular exemplary embodiment, the feedback branch (RZi) of the first control loop 102 contains a non-inverting integration amplifier 111 which is used to generate a time-variant voltage (u PA , control (t)) or a time-variant current (i PA , C ontroi (t )) serves as a control signal (SSi) for the high-frequency power amplifier 104. Due to the power control, there is always a signal at the entrance gate of the detector diode 107 (apart from the envelope fluctuation due to the amplitude modulation of the output signal) constant mean power level 10 -lg (p avg (t) / 1mW) (in dBm).
Im Rückkopplungszweig (RZ2) der zweiten Regelschleife 103 befindet sich bei diesem speziellen Ausführungsbeispiel ein nicht-invertierender Integrationsverstärker 112, der zur Erzeugung der zeitvarianten Spannung (UGA,control ( t) ) als Steuersignal (SS2) für den Hochfrequenz-Verstärker 106 mit ein- stellbarem Verstärkungsfaktor (G) dient.In this particular exemplary embodiment, the feedback branch (RZ 2 ) of the second control loop 103 contains a non-inverting integration amplifier 112, which is used to generate the time-variant voltage (UGA, control (t)) as a control signal (SS 2 ) for the high-frequency amplifier 106 adjustable gain factor (G) is used.
Ein weiterer nicht-invertierender SummationsVerstärker 114 für Spannungssignale befindet sich im Rückkopplungszweig (RZ2) der zweiten Regelschleife 103. Er erfüllt die Funktion der Addition der zeitvarianten AusgangsSpannung uavg(t) des Mittelwert-Detektors 109 und der zeitinvarianten Offsetspannung [70ff einer Gleichspannungsquelle 113. Mit Hilfe der Offsetspannung üoff wird der Hochfrequenz-Arbeitspunkt der Detektordiode 107 eingestellt.Another non-inverting summation amplifier 114 for voltage signals is located in the feedback branch (RZ 2 ) of the second control loop 103. It fulfills the function of adding the time-variant output voltage u avg (t) of the mean value detector 109 and the time-invariant offset voltage [7 0 ff one DC voltage source 113. The high-frequency operating point of the detector diode 107 is set with the aid of the offset voltage ü o ff.
Bei der ersten Regelschleife 102 handelt es sich in diesem Ausführungsbeispiel um eine Schaltungsanordnung zum Zweck einer verzerrungsfreien Verstärkung der am Eingangstor des Leistungsverstärkers 104 anliegenden hochfrequenten Nutzsig- nale (HFNS) . Bei dem Steuersignal (SSi) zur Regelung desIn this exemplary embodiment, the first control loop 102 is a circuit arrangement for the purpose of a distortion-free amplification of the high-frequency useful signals (HFNS) present at the input port of the power amplifier 104. With the control signal (SSi) for regulating the
Hochfrequenz-Leistungsverstärkers 104 in der ersten Regelschleife 102 kann es sich beispielsweise um eine zeitvariante Spannung (uPA,controi ( ) ) bzw. einen zeitvarianten Strom (-iPA,control ( t) ) handeln. Über das gewonnene Steuersignal (also die zeitvariante Spannung uPA,COntroi ( t) bzw. den zeitvarianten Strom iPA,conrol ( t) am Ausgangstor des nicht-invertierenden Integrationsverstärkers 111) wird der Arbeitspunkt des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers 104 so eingeregelt, dass dieser mit hinreichend linearer Kennlinie arbeitet. Mit Hilfe des als Offsetspannung Uc,soiι zur Verfügung stehenden Sollwerts für das Verhältnis aus Spitzenwert- und Mittelwertleistung (engl.: "Peak-to-Mean Ratio", PMR) kann für die Transistor- stufen des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers 104 beispielsweise ein Kollektor- bzw. Drainstrom (ic(t) bzw. iD(t)) oder eine Versorgungsspannung (u (t)) als Steuersignal bereitgestellt werden, das auch bei kleiner Aussteuerung des Hochfre- quenz-Leistungsverstärkers 104 nicht unterschritten werden kann.High-frequency power amplifier 104 in the first control loop 102 can be, for example, a time-variant voltage (u PA , con troi ()) or a time-variant current (-iPA, control (t)). The operating point of the high-frequency power amplifier 104 is adjusted via the control signal obtained ( i.e. the time-variant voltage u PA , COntro i (t) or the time-variant current i PA , conrol (t) at the output port of the non-inverting integration amplifier 111) this works with a sufficiently linear characteristic. With the help of the setpoint value available as offset voltage Uc, soiι for the ratio of peak value and mean value power (English: "peak-to-mean ratio", PMR) can be used for the transistor stages of the high-frequency power amplifier 104, for example, a collector or drain current (i c (t) or i D (t)) or a supply voltage (u (t)) are provided as a control signal, which is also possible with a small modulation of the high frequency -Power amplifier 104 can not be fallen below.
Bei der zweiten Regelschleife 103 handelt es sich in diesem Ausführungsbeispiel um eine Schaltungsanordnung zum Zweck ei- ner Konstanthaltung der am Ausgangstor des Mittelwert-Detektors 109 anliegenden zeitvarianten Spannung (uavg(t)). Mit Hilfe der zweiten Regelschleife 103 kann ein Steuersignal (SS2) erzeugt werden, das zur Regelung des Verstärkungsfaktors G des Hochfrequenz-Verstärkers 106 dient. Bei dem Steu- ersignal (SS2) der zweiten Regelschleife 103 kann es sich beispielsweise um eine zeitvariante Spannung (UVGA,control ( t) ) handeln.In this exemplary embodiment, the second control loop 103 is a circuit arrangement for the purpose of keeping the time-variant voltage (u avg (t)) present at the output gate of the mean value detector 109 constant . With the aid of the second control loop 103, a control signal (SS 2 ) can be generated, which is used to regulate the gain factor G of the high-frequency amplifier 106. The control signal (SS 2 ) of the second control loop 103 can be, for example, a time-variant voltage (U V GA, control (t)).
Die -Ausführung der Erfindung ist nicht auf das oben beschrie- bene Beispiel beschränkt, sondern kann auch in einer Vielzahl von Abwandlungen erfolgreich eingesetzt werden, die bei Kenntnis der vorliegenden Anmeldung im Rahmen fachgemäßen Handelns liegen.The embodiment of the invention is not limited to the example described above, but can also be successfully used in a large number of modifications which, when the present application is known, are within the scope of professional action.
Die Bedeutung der in Figur 1 mit Ziffern bezeichneten Symbole kann der nachfolgenden Bezugszeichenliste entnommen werden. The meaning of the symbols denoted by numerals in FIG. 1 can be found in the list of reference symbols below.
BezugszeichenlisteLIST OF REFERENCE NUMBERS
Nr. BezeichnungNo.
101 Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Regelung des Arbeitspunktes (engl.: "Control") eines Hochfrequenz-Leistungsverstärkers 104, der in einem Signalsender für hochfrequente Nutzsignale (HFNS) als Schaltungskomponente integriert ist101 Block diagram of the circuit arrangement according to the invention for regulating the operating point of a high-frequency power amplifier 104, which is integrated as a circuit component in a signal transmitter for high-frequency useful signals (HFNS)
102 Erste Regelschleife zur Regelung des Arbeitspunkts des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers 104 durch eine zeitvariante Spannung uPA/COntroi ( t) bzw. einen zeitvarianten Strom ipA,controi(t) als Steuersignal (SSi)102 First control loop for regulating the operating point of the high-frequency power amplifier 104 using a time-variant voltage u PA / CO ntroi (t) or a time-variant current ipA, controi (t) as a control signal (SSi)
103 Zweite Regelschleife zur Regelung der zeitvarianten AusgangsSpannung des Hochfrequenz-Verstärkers 106 (VGA) mit einstellbarem Verstärkungsfaktor G zwecks Konstanthaltung der zeitvarianten AusgangsSpannung uavg(t) des Mittelwert-Detektors 109 durch eine zeitvariante Spannung UVGA,control ( t) als Steuersignal (SS2)103 Second control loop for regulating the time-variant output voltage of the high-frequency amplifier 106 (VGA) with adjustable gain factor G in order to keep the time-variant output voltage u avg (t) of the mean value detector 109 constant by means of a time-variant voltage UVGA, control (t) as a control signal (SS 2 )
104 Hochfrequenz-Leistungsverstärker (engl.: "Power Amplifier", PA) als Sendeverstärkeranordnung für die Leistung von hochfrequenten Nutzsignalen (HFNS)104 high-frequency power amplifier (PA) as a transmitter amplifier arrangement for the output of high-frequency useful signals (HFNS)
105 Richtkoppler zur Auskopplung der einfallenden Wellen der vom Hochfrequenz-Leistungsverstärker 104 verstärkten hochfrequenten Nutzsignale (HFNS)105 directional coupler for decoupling the incident waves of the high-frequency useful signals (HFNS) amplified by the high-frequency power amplifier 104
106 Hochfrequenz-Verstärker mit näherungsweise linearer Ü- bertragungsfunktion im Kleinsignalbereich sowie mit einstellbarem Verstärkungsfaktor G (engl.: "Variabel Gain Amplifier", VGA) für hochfrequente Nutzsignale (HFNS) ; Bereich des erzielbaren Verstärkungsfaktors G: -18 dB < G < +32 dB106 high-frequency amplifiers with an approximately linear transmission function in the small signal range and with an adjustable gain factor G ("Variable Gain Amplifier", VGA) for high-frequency useful signals (HFNS); Range of the achievable gain factor G: -18 dB <G <+32 dB
107 Detektordiode zur Messung der Leistung der durch den Hochfrequenz-Verstärker 106 (VGA) mit einstellbarem Verstärkungsfaktor G verstärkten hochfrequenten Nutzsignale (HFNS) 108 Spitzenwert-Detektor (engl.: "Peak Detector") mit der zeitvarianten AusgangsSpannung upeak(t) und der zeitvarianten Ausgangsleistung Ppeak(t) zur Ermittlung der Signalspitzen der hochfrequenten Nutzsignale (HFNS)107 detector diode for measuring the power of the high-frequency useful signals (HFNS) amplified by the high-frequency amplifier 106 (VGA) with an adjustable gain factor G. 108 peak detector with the time-variant output voltage u pea k (t) and the time-variant output power Pp eak (t) for determining the signal peaks of the high-frequency useful signals (HFNS)
109 Mittelwert-Detektor (engl.: "Average Detector") mit der zeitvarianten AusgangsSpannung uavg(fc) und der zeitvarianten Ausgangsleistung pavg(t) zur Bestimmung des arithmetischen Mittelwerts der hochfrequenten Nutzsignale109 Average detector with the time-variant output voltage u avg (fc) and the time-variant output power p avg (t) for determining the arithmetic mean of the high-frequency useful signals
(HFNS)(HFNs)
110 Nicht-invertierender Summationsverstärker für Spannungssignale zur Addition der mit (-1) multiplizierten zeitvarianten Spannung upeak(t) (Istwert Nr. 1) am Ausgangstor des Spitzenwert-Detektors 108, zur Addition der zeitvarianten Spannung uavg(fc) (Istwert Nr. 2) am Ausgangstor des Mittelwert-Detektors 109 zum Zweck einer Ermittlung des Kompressionsgrads c(t) (engl.: "Peak-to-Mean Ratio", PMR) sowie zur Addition einer vorgebbaren zeitinvarianten Spannung üc,soiι (Sollwert) zum Zweck einer externen Steuerung des Kompressions- grads c(fc)110 Non-inverting summation amplifier for voltage signals to add the time-variant voltage u peak (t) (actual value No. 1) multiplied by (-1) at the output port of the peak value detector 108, to add the time-variant voltage u avg (fc) (actual value no 2) at the output gate of the mean value detector 109 for the purpose of determining the degree of compression c (t) ("peak-to-mean ratio", PMR) and for adding a predefinable time-invariant voltage u c , so iι (setpoint) for the purpose of external control of the degree of compression c (fc)
111 Nicht-invertierender Integrationsverstärker zur Erzeugung der zeitvarianten Spannung uPA,control ( t) bzw. des zeitvarianten Stroms iPA,control ( t) als Steuersignal (SSi) für den Hochfrequenz-Leistungsverstärker 104111 non-inverting integration amplifier for generating the time varying voltage u PA, c o n trol (t) and the time-variant current i PA, control (t) as the control signal (SSi) for the high-frequency power amplifier 104
112 Nicht-invertierender Integrationsverstärker zur Erzeugung der zeitvarianten Spannung UVGA,control ( ) als Steuersignal (SS2) für den Hochfrequenz-Verstärker 106 (VGA) mit einstellbarem Verstärkungsfaktor G112 Non-inverting integration amplifier for generating the time-variant voltage U VGA , c o n t r ol () as a control signal (SS 2 ) for the high-frequency amplifier 106 (VGA) with adjustable gain factor G
113 Gleichspannungsquelle zur Erzeugung einer zeitinvarianten OffsetSpannung U0tt zur Regelung der Ausgangsleistung des Hochfrequenz-Verstärkers 106 (VGA)113 DC voltage source for generating a time-invariant offset voltage U 0 tt for regulating the output power of the high-frequency amplifier 106 (VGA)
114 Nicht-invertierender Summationsverstärker für Spannungssignale zur Addition der zeitvarianten Ausgangs- spannung uavg(t) des Mittelwert-Detektors 109 und der zeitinvarianten Offsetspannung ü0 t der Gleichspannungs- quelle 113 zur Regelung der Ausgangsleistung des Hochfrequenz-Verstärkers 106 (VGA) 115 Knotenpunkt der Schaltung mit Verzweigung in eine Parallelschaltung, deren erster Signalpfad (SPi) den Spitzenwert-Detektor 108 und deren zweiter Signalpfad (SP2) den Mittelwert-Detektor 109 enthält114 non-inverting summation amplifier for voltage signals for adding the time-variant output voltage u avg (t) of the mean value detector 109 and the time-variant offset voltage ü 0 t of the direct voltage source 113 for regulating the output power of the high-frequency amplifier 106 (VGA) 115 node of the circuit branching into a parallel circuit whose first signal path (SPi) contains the peak value detector 108 and whose second signal path (SP 2 ) contains the mean value detector 109
116 Knotenpunkt der Schaltung, an dem der Rückkopplungs- zweig (RZ2) der zweiten Regelschleife 103 ansetzt116 node of the circuit at which the feedback branch (RZ 2 ) of the second control loop 103 starts
117 Sendeantenne des Signalsenders für hochfrequente Nutzsignale (HFNS)117 Transmitting antenna of the signal transmitter for high-frequency useful signals (HFNS)
118 Masseknoten der Schaltungsanordnung 118 ground nodes of the circuit arrangement

Claims

Patentansprüche claims
1. Vorrichtung zur Regelung des Arbeitspunkts von mindestens einem im quasi-linearen Betrieb arbeitenden Leistungsver- stärker (104) für hochfrequente Nutzsignale (HFNS) durch Einstellung des Kompressionsgrads (c(t)) für diesen Leistungsverstärker (104) mittels eines Steuersignals (SSi) in einer ersten Regelschleife (102), bestehend aus einem Steuerzweig (SZi) und einem Rückkopplungszweig (RZi) , dadurch gekennzeichnet, dass das Steuersignal (SSi) als Ausgangssignal einer zweiten Regelschleife (103), bestehend aus einem Steuerzweig (SZ2) und einem Rückkopplungszweig (RZ2) , gewonnen wird.1. Device for regulating the operating point of at least one power amplifier (104) for high-frequency useful signals (HFNS) operating in quasi-linear operation by setting the degree of compression (c (t)) for this power amplifier (104) by means of a control signal (SSi) in a first control loop (102), consisting of a control branch (SZi) and a feedback branch (RZi), characterized in that the control signal (SSi) as the output signal of a second control loop (103), consisting of a control branch (SZ 2 ) and a Feedback branch (RZ 2 ) is obtained.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Regelschleife (103) zur Gewinnung des Steuersignals (SSi) als Schaltungskomponente im Rückkopp- lungszweig (RZi) der ersten Regelschleife (102) enthalten ist.2. Device according to claim 1, characterized in that the second control loop (103) for obtaining the control signal (SSi) is contained as a circuit component in the feedback branch (RZi) of the first control loop (102).
3. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass im Steuerzweig (SZi) der ersten Regelschleife (102) ein Richtkoppler (105) enthalten ist, mit dessen Hilfe eine Auskopplung der einfallenden Wellen der vom Hochfrequenz-Leistungsverstärker (104) verstärkten hochfrequenten Nutzsignale (HFNS) erreicht wird.3. Device according to one of the preceding claims, characterized in that a directional coupler (105) is contained in the control branch (SZi) of the first control loop (102), with the aid of which a coupling out of the incident waves of the high-frequency amplifiers amplified by the high-frequency power amplifier (104) Useful signals (HFNS) is reached.
4. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass im Steuerzweig (SZ2) der zweiten Regelschleife (103) ein Hochfrequenz-Verstärker (106) mit näherungsweise li- nearer Übertragungsfunktion im Kleinsignalbereich sowie mit einstellbarem Verstärkungsfaktor (G) für hochfrequente Nutzsignale (HFNS) enthalten ist, mit dessen Hilfe ei- ne regelbare Verstärkung der vom Richtkoppler (105) ausgekoppelten Leistung hochfrequenter Nutzsignale (HFNS) erreicht wird.4. Device according to one of the preceding claims, characterized in that in the control branch (SZ 2 ) of the second control loop (103) a high-frequency amplifier (106) with an approximately linear transfer function in the small signal range and with an adjustable gain factor (G) for high-frequency useful signals (HFNS) is included, with the help of which ne controllable amplification of the power of high-frequency useful signals (HFNS) decoupled from the directional coupler (105).
5. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass im Steuerzweig (SZ ) der zweiten Regelschleife (103) eine Detektordiode (107) für hochfrequente Nutzsignale (HFNS) enthalten ist, mit deren Hilfe die hochfrequente Ausgangsleistung des Hochfrequenz-Verstärkers (106) mit einstellbarem Verstärkungsfaktor (G) gemessen wird.5. Device according to one of the preceding claims, characterized in that the control branch (SZ) of the second control loop (103) contains a detector diode (107) for high-frequency useful signals (HFNS), with the aid of which the high-frequency output power of the high-frequency amplifier (106 ) is measured with an adjustable gain factor (G).
6. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch geke nzeichnet, dass im Rückkopplungszweig (RZX) der ersten Regelschleife (102) ein Schaltungsknoten (115) mit einer Verzweigung in eine Parallelschaltung, bestehend aus zwei Signalpfaden (SPi und SP2) , enthalten ist, deren erster Signalpfad (SPi) einen Spitzenwert-Detektor (108) enthält, welcher zur Ermittlung der Signalspitzen im hochfrequenten Nutzsignal (HFNS) am Ausgangstor der Detektordiode (107) dient .6. Device according to one of the preceding claims, characterized in that in the feedback branch (RZ X ) of the first control loop (102) contain a circuit node (115) with a branching into a parallel circuit consisting of two signal paths (SPi and SP 2 ) whose first signal path (SPi) contains a peak value detector (108), which is used to determine the signal peaks in the high-frequency useful signal (HFNS) at the output gate of the detector diode (107).
7. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass im Rückkopplungszweig (RZi) der ersten Regelschleife (102) ein Schaltungsknoten (115) mit einer Verzweigung in eine Parallelschaltung, bestehend aus zwei Signalpfaden (SPi und SP2) , enthalten ist, deren zweiter Signalpfad (SP2) einen Mittelwert-Detektor (109) enthält, welcher zur Bestimmung des arithmetischen Mittelwerts des hochfrequenten Nutzsignals (HFNS) am Ausgangstor der Detektordiode (107) dient.7. Device according to one of the preceding claims, characterized in that the feedback branch (RZi) of the first control loop (102) contains a circuit node (115) with a branching into a parallel circuit consisting of two signal paths (SPi and SP 2 ), whose second signal path (SP 2 ) contains a mean value detector (109), which is used to determine the arithmetic mean value of the high-frequency useful signal (HFNS) at the output gate of the detector diode (107).
8. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass im Rückkopplungszweig (RZi) der ersten Regelschleife (102) ein nicht-invertierender Summationsverstärker (110) für SpannungsSignale enthalten ist, der zur Addition der mit (-1) multiplizierten zeitvarianten Spannung upeak(t) (Istwert Nr. 1) am Ausgangstor des Spitzenwert-Detektors (108), zur Addition der zeitvarianten Spannung uavg(t)8. Device according to one of the preceding claims, characterized in that in the feedback branch (RZi) of the first control loop (102) a non-inverting summation amplifier (110) for voltage signals is included, which is used to add the time-variant voltage u pea k (t) (actual value No. 1) multiplied by (-1) at the output port of the peak value detector (108), to add the time-variant voltage u avg (t)
(Istwert Nr. 2) am Ausgangstor des Mittelwert-Detektors (109) zum Zweck einer Ermittlung des Kompressionsgrads (c(t)) sowie zur Addition einer vorgebbaren zeitinvarianten Spannung üc,Ξoiι (Sollwert) zum Zweck einer externen Steuerung des Kompressionsgrads (c(t)) dient.(Actual value No. 2) at the output port of the mean value detector (109) for the purpose of determining the degree of compression (c (t)) and for adding a predefinable time-invariant voltage ü c , Ξo iι (setpoint) for the purpose of external control of the degree of compression ( c (t)) serves.
9. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass im Rückkopplungszweig (RZi) der ersten Regelschleife (102) ein nicht-invertierender Integrationsverstärker9. Device according to one of the preceding claims, characterized in that a non-inverting integration amplifier in the feedback branch (RZi) of the first control loop (102)
(111) enthalten ist, der zur Erzeugung einer zeitvarianten Spannung (uPA,control ( t) ) bzw. eines zeitvarianten Stroms ( ipA/ control (t) ) als Steuersignal (SSi) für den Hochfrequenz-Leistungsverstärker (104) dient.(111) is included, which is used to generate a time-variant voltage (u PA , control (t)) or a time-variant current (ip A / co n trol (t)) as a control signal (SSi) for the high-frequency power amplifier (104) serves.
10. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass im Rückkopplungszweig (RZ2) der zweiten Regelschleife (103) ein nicht-invertierender Integrationsverstärker (112) enthalten ist, der zur Erzeugung der zeitvarianten Spannung (UVGA,control ( t) ) als Steuersignal (SS2) für den Hochfrequenz-Verstärker (106) mit einstellbarem Verstärkungsfaktor (G) dient.10. Device according to one of the preceding claims, characterized in that in the feedback branch (RZ 2 ) of the second control loop (103) a non-inverting integration amplifier (112) is included, which is used to generate the time-variant voltage (U VG A, control (t )) serves as a control signal (SS 2 ) for the high-frequency amplifier (106) with an adjustable gain factor (G).
11. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass im Rückkopplungszweig (RZ2) der zweiten Regelschleife (103) ein nicht-invertierender Summationsverstärker (114) für Spannungssignale enthalten ist, der zur Additi- on der zeitvarianten AusgangsSpannung uavg(t) des Mittelwert-Detektors (109) und der zeitinvarianten Offsetspan- nung 170ff einer Gleichspannungsquelle (113) zur Regelung des Verstärkungsfaktors (G) des Hochfrequenz-Verstärkers (106) mit einstellbarem Verstärkungsfaktor (G) dient.11. Device according to one of the preceding claims, characterized in that in the feedback branch (RZ 2 ) of the second control loop (103) a non-inverting summation amplifier (114) for voltage signals is included, which for addition of the time-variant output voltage u avg (t ) of the mean value detector (109) and the time-invariant offset voltage 17 0 ff of a DC voltage source (113) for regulation of the gain factor (G) of the high-frequency amplifier (106) with adjustable gain factor (G).
12. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei der ersten Regelschleife (102) um eine Schaltungsanordnung zum Zweck einer verzerrungsfreien Verstärkung der am Eingangstor des Leistungsverstärkers (104) anliegenden hochfrequenten Nutzsignale (HFNS) han- delt.12. Device according to one of the preceding claims, characterized in that the first control loop (102) is a circuit arrangement for the purpose of a distortion-free amplification of the high-frequency useful signals (HFNS) present at the input gate of the power amplifier (104).
13. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei der zweiten Regelschleife (103) um eine Schaltungsanordnung zum Zweck einer Konstanthaltung der13. Device according to one of the preceding claims, characterized in that the second control loop (103) is a circuit arrangement for the purpose of keeping the
Ausgangsleistung des Hochfrequenz-Verstärkers 106 und somit der am Ausgangstor des Mittelwert-Detektors (109) anliegenden zeitvarianten Spannung (uavg(t)) handelt.Output power of the high-frequency amplifier 106 and thus the time-variant voltage (u avg (t)) present at the output gate of the mean value detector (109).
14. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch geken zeichnet, dass mittels der zweiten Regelschleife (103) ein Steuersignal (SS2) erzeugt wird, das zur Regelung der Ausgangsleistung des Hochfrequenz-Verstärkers (106) mit einstell- barem Verstärkungsfaktor (G) dient.14. Device according to one of the preceding claims, characterized in that a control signal (SS 2 ) is generated by means of the second control loop (103), which for regulating the output power of the high-frequency amplifier (106) with an adjustable gain factor (G) serves.
15. Vorrichtung nach, einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch geken zeichnet, dass es sich bei dem Steuersignal (SSi) der ersten Regel- schleife (102) um eine zeitvariante Spannung ( uPA/control ( t) ) bzw. einen zeitvarianten Strom (ipA,controi(t) ) handelt.15. Device according to one of the preceding claims, characterized in that the control signal (SSi) of the first control loop (102) is a time-variant voltage (u PA / control (t)) or a time-variant current ( ip A , contro i (t)).
16. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei dem Steuersignal (SS2) der zweiten Re- gelschleife (103) um eine zeitvariante Spannung (uv- GA,control ( ) ) handelt . 16. Device according to one of the preceding claims, characterized in that it is the control signal (SS 2 ) of the second re- gel loop (103) is a time-variant voltage (u v - GA, control ()).
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